Содержание

Введение

Проблемы развития источников вторичного электропитания

1. Сложившееся положение

2. Тенденции развития транзисторных преобразователей электроэнергии

Вывод

Литература

Введение

Тема исследовательской работы "Проблемы развития источников вторичного электропитания" по дисциплине "Конструирование источников питания".

В работе приведены результаты исследования влияния параметров силовых элементов на габаритно-массовые и энергетические характеристики источников питания, показана необходимость совершенствования разработки и технологии мощных полупроводниковых приборов, оптимизации электромагнитных нагрузок и частоты преобразования в источниках вторичного электропитания (ИВЭ).

В 2003 г. исполняется 50 лет существования отечественной транзисторной электроники. Главным результатом работ, выполненных за эти десятилетия, следует считать превращение транзистора из экзотического "заменителя электронной лампы" в массовое и универсальное техническое средство, обеспечившее дальнейшее развитие радиотехники, создание современной вычислительной техники и рождение новой преобразовательной техники.

Для энергетического преобразовательного направления создание транзистора означало появление возможности применения электронных методов преобразования электрической энергии вместо ранее применявшихся электромеханических методов, что обеспечивало полную бесконтактность устройств и многократное уменьшение их массы и объема.

Примерно 15 лет потребовалось для создания основ теории и методов проектирования различных классов транзисторных устройств, как правило, не имевших ранее аналогов в науке и технике. В 1969-70 гг. начался процесс миниатюризации преобразовательных устройств на основе применения бескорпусных кремниевых приборов, гибридно-пленочных технологий и оптимизации электрических процессов. Вскоре возможности использования транзисторов расширились от напряжений в десятки вольт до сотен вольт.

Накопление и обобщение научных и практических результатов позволило в 1977 г. создать первую в нашей стране систему постоянно повышенного (270 В) напряжения, в которой все энергетические процессы для электропитания электронных устройств, для управления электродвигателями, для бесконтактной коммутации и защиты выполнялись только транзисторными устройствами.

В эти же годы в связи с промышленными, оборонными и бытовыми потребностями началось быстрое увеличение количества находящихся в эксплуатации преобразовательных устройств, превысившее в настоящее время 100 млн.

Продолжается развитие теории транзисторных устройств самого различного назначения. Продолжается процесс их миниатюризации, ставший одновременно важной составляющей ресурсосбережения в масштабах страны. Системность применения транзисторных энергетических устройств постепенно развивается. Массовость их использования уже достигнута и продолжается увеличиваться.

энергетический полупроводник электромагнитный частота

1. Сложившееся положение

В электротехнике и энергетике малых мощностей (до десятков киловатт) сложилось положение, которого ранее никогда не было. Единственное техническое средство, т.е. силовой транзистор, стал основным и наиболее эффективным для организации всех процессов: преобразования электроэнергии, регулирования мощности, коммутации, защиты.

Такая универсальность транзистора объясняется тем, что он является регулируемым сопротивлением, которое можно изменять по самым различным законам во времени. Взаимодействие такого полностью управляемого сопротивления с индуктивными и емкостными накопителями энергии позволяет осуществить любые процессы преобразования электроэнергии. Альтернативы этому методу в теории электрических цепей нет.

Таковы в самой краткой форме результаты работ за пятьдесят лет существования транзисторной преобразовательной техники. Но на каждом этапе этой работы некоторые проблемы были наиболее острыми. Современное состояние преобразовательной электроники заставляет обратить внимание на очередные проблемы миниатюризации устройств, от решения которых зависит возможность развития новых систем.

Сущность этих проблем вытекает из изображенного на рис.1 соотношения между конструкторско-технологическими и энергетическими возможностями миниатюризации преобразовательного устройства заданной мощности. За период с 1953 по 2003 гг. изображен процесс изменения Vk - объема, определяемого конструкторско-технологическими методами, и VТ - объема, определяемого поверхностью, необходимой для отвода тепла.

Рис.1. Изменения во времени конструктивного и теплового объема транзисторных преобразователей электроэнергии

Обратим внимание на то, что при очень существенном изменении всех параметров элементной базы КПД устройств изменился очень мало. Все отличия высокочастотных кремниевых приборов от низкочастотных германиевых практически скомпексировались. Совершенно иное положение с минимальным конструктивным объемом Vk , который претерпел два существенных скачка.

Первый скачок произошел в начале 70-х гг. в связи с появившимися возможностями использования бескорпусных приборов и гибридно-пленочных технологий. Появились конструкции, для которых характерно было примерное равенство Vk =Vt , т.е. которые при естественной конвекции не требовали или почти не требовали дополнительной тепло отводящей поверхности. При этом удельная мощность устройств определялась в диапазоне 100-300 Вт/дм3. Однако уже тогда обнаружились возможности создания конструкций, у которых Vk ≤Vt , но это различие еще не было существенным.

Второй скачок произошел в конце 80-х гг. в связи с повышением частоты коммутации до сотен килогерц и выше на основе использования резонансных и квазирезонансных процессов. Удельная мощность устройств стала обозначаться некоторыми изготовителями равной нескольким тысячам Вт/дм3. Но КПД преобразователей остался прежним, и очень существенным стало различие между Vk и Vt (рис. 1). Само понятие удельной мощности приобрело второй смысл, так как она стала определяться при заданной температуре корпуса, а не окружающей среды.

Одновременно выпускаются ИВЭ, имеющие все необходимое для обеспечения теплоотвода в определенных эксплуатационных условиях, но их удельная мощность обычно составляет 150-300 Вт/дм3.

Появились две системы определения удельной мощности ИВЭ, значения которой отличаются на порядок. Возникает естественный вопрос, насколько же отличаются собственно ИВЭ, к которым относятся эти обозначения.

Однозначное определение удельной мощности ИВЭ невозможно, так как она зависит от конкретных условий теплоотвода, а условия эти очень разнообразны.

Если удельную мощность ИВЭ определить как Рн/ Vk то это значение формально становится однозначным, но несущим очень мало информации, так как характеризует в основном конструкторско-технологические достижения и не раскрывает энергетических. .Например, увеличение Рн/ Vk может быть достигнуто при неизменном КЦЦ путем уменьшения теплового сопротивления конструкции ИВЭ.

Кроме того, уменьшение площади (и объема) корпуса ИВЭ приводит к локализации тепловыделения, уменьшению эффективности радиатора и к необходимости увеличения его объема и массы [1,5]. Таким образом, увеличение удельной мощности собственно ИВЭ приводит к уменьшению реальной удельной мощности ИВЭ совместно с радиатором.

Если удельную мощность ИВЭ определить как PН/VТ , то это значение становится неоднозначным без указания реальных условий теплообмена. Обычно эти условия принимают стандартными, как и для всех других электро-радиокомпонентов, т.е. естественная конвекция при 20°С, хотя могут быть приняты и любые другие.

Тогда значение PН/VТ полностью определяет эксплуатационные возможности ИВЭ в конкретных условиях. Если эти условия приняты самыми тяжелыми, то ИВЭ характеризуется полностью. Теперь только повышение КПД ИВЭ позволит увеличить удельную мощность PН/VТ .

Только в одинаковых условиях теплообмена можно сравнивать ИВЭ как по конструкторско-технологическому уровню, так и по значению КПД в совокупности.

Очевидно, что оба способа определения удельной мощности несовершенны, но из двух критериев надо выбирать более строгий и более информативный. Критерий Рн/ Vk выгоден некоторым производителям ИВЭ, а критерий PН/VТ - потребителям. Поэтому очень осторожно следует относиться к впечатляющим значениям удельной мощности ИВЭ, так как за новыми большими числами скрывается в значительной мере лишь другая система обозначений.

За этим просматривается тенденция свести прогресс ИВЭ всего лишь к уменьшению конструктивного объема при заданной выходной мощности, а все заботы о минимизации объема системы в конкретных условиях теплообмена возложить на разработчиков систем, т.е. на потребителей (покупателей) ИВЭ.

Наблюдаемое противоречие в развитии ИВЭ и особенно в количественной оценке их эффективности является отражением двух тенденций в производстве. Первая тенденция - создавать систему электропитания из готовых стандартных, максимально универсальных изделий. Вторая -создавать систему в целом, учитывая свойства и ИВЭ и потребителей энергии в конкретных условиях эксплуатации.

Система, созданная из универсальных устройств, по ресурсозатратам всегда будет хуже системы,- созданной в целом. Таких примеров множество во всех областях техники.

Все это давно известно, но в разных случаях предпочтение отдается тому направлению, которое лучше удовлетворяет интересам или возможностям конкретного производителя в конкретной экономической обстановке. Не следует лишь какое-либо из направлений считать единственно возможным или самым лучшим в любом случае.

Итак, первой характерной чертой современного состояния ИВЭ являются большие достижения в решении конструкторско-технологических проблем миниатюризации.

Второй характерной чертой является многолетний застой в решении энергетических проблем миниатюризации ИВЭ, который препятствует дальнейшей миниатюризации систем. Эти проблемы очень серьезны и их не решить изменением способа расчета удельной мощности.

Поэтому вполне естественно использовать и развить те выводы, которые были получены и опубликованы в начале 70-х гг. при анализе энергетических возможностей и ограничений миниатюризации силовых полупроводниковых устройств. В отношении статических потерь в полупроводниковых приборах этих выводов три:

КПД выпрямителя на полупроводниковых диодах имеет теоретический предел, и он недопустимо мал при выходных напряжениях в единицы вольт [1]. Поэтому в качестве вентилей в таких выпрямителях следует использовать не диоды, а полевые транзисторы как ключи в синхронном выпрямителе [3].

Для уменьшения потерь в транзисторном ключе следует оптимизировать плотность тока в структуре транзистора, что достигается при заданном токе применением определенного количества параллельно включенных транзисторов или изменением площади кристалла [1,2].

3. Для уменьшения потерь в транзисторном ключе необходимо уменьшать не только выходное сопротивление, но и мощность управления, причем значительная мощность управления может препятствовать получению полезного результата от оптимизации плотности тока. Поэтому полевой транзистор имеет принципиальные преимущества перед биполярным [1,4]. Из этих выводов наиболее быстро был реализован второй, и экспериментальная транзисторная сборка, описанная в [2], стала прототипом серийной сборки 2ТС843, выпускаемой до настоящего времени.

Правильность третьего вывода подтверждается всем состоянием и тенденциями развития современных силовых транзисторов. Длительное время не использовался первый вывод, но в последние года в связи с необходимостью получения напряжений 3,3; 2,2;І,5 В замена диодов синхронными ключами на МДП-транзисторах признается неизбежной.

Все эти выводы выдержали проверку временем и остаются важнейшими способами уменьшения статических потерь в преобразователях. Поэтому кратко рассмотрим их обоснования. КПД двухлолупериодного выпрямителя прямоугольного напряжения на идеальных диодах максимален при условии 2Vh /φT = IH/IV и определяется выражением

На рис.2 изображены значения теоретически предельного КПД выпрямителя на идеальных диодах в области малых выпрямленных напряжений. Штриховкой отмечена область значений КПД, не достижимых для диодного выпрямителя. В .диапазоне VH от 1,5 До 5 В напряжение на переходе при максимальном КПД составляет І20-І5С мВ, а значение Ін /Iо изменяется от 120 до 400. Это значит, что в данном режиме плотность тока в диоде на несколько порядков меньше обычно используемой, а площадь перехода на несколько порядков больше обычно применяемо, т.е. она неприемлемо велика. Поскольку создать идеальный р-п-переход невозможно, следует рассматривать переход с коэффициентом m =2 при φT . КПД становится еще ниже и неприемлемая площадь перехода сохраняется. При увеличении плотности тока до обычно используемой напряжение на диоде возрастает до 0,5 В (диод Шотки), что и определяет реальную зависимость КПД от напряжения на нагрузке (см.рис.2). Очевидно, что любые варианты использования диодов, вплоть до теоретически идеальных, не позволяют получить приемлемых значений КПД в выпрямителях низких напряжений. В то же время достаточно использовать даже не специальный, а серийный низковольтный МДП-транзистор с выходным сопротивлением 0,005 Ом при токе 20 А, получить падение напряжения 0,1 В, и КПД синхронного выпрямителя становится выше, чём идеализированного диодного (см.рис,2) при вполне приемлемой площади кристалла. Сравнивая выпрямители на диодах Шотки и на МДП-транзисторах, заметим, что потери в выпрямителе могут быть уменьшены примерно в 5 и более раз, что очень существенно для повышения общего КПД преобразователя.

Рис.2. Зависимость предельного КПД диодных выпрямителей от требуемого значения напряжения на нагрузке в сравнении с КПД синхронного выпрямителя на МДП – транзисторах

Другой вопрос, требующий рассмотрения, - это методы уменьшения статических потерь в транзисторном ключе при заданном токе нагрузки. Этот метод основан на оптимизации плотности тока в силовой цепи параллельно включенных транзисторов при изменении их количества [1].

Энергетические возможности транзистора характеризуются двумя параметрами: произведением площади кристалла (или корпуса) на выходное сопротивление R1S1 , ом*см2, и удельной мощностью, затрачиваемой в цепи управления, Pупр1/S1 Вт/ см2. Изменяя количество параллельно включенных транзисторов или площадь кристалла одного транзистора при заданном токе I , т.е. изменяя плотность тока, можно определить условия, при которых суммарная рассеиваемая мощность будет минимальна, и значение этой мощности составит

Суммарная рассеиваемая мощность минимальна при равенстве потерь в выходной цепи и в цепи управления. Абсолютное значение этой мощности в десятки раз меньше, чем в типовых режимах современных МДП-транзисторов, но и плотность тока должна быть уменьшена в десятки раз, что приводит к соответствующему увеличению объема транзистора или транзисторной сборки. Таким образом, методы существенного уменьшения статических потерь в силовых транзисторах и диодах достаточно ясны и весьма эффективны, но их реализация обойдется недешево, так как МДП- транзистор в принципе должен быть дороже диода, а стоимость любого транзистора возрастает с увеличением площади, кристалла. Наблюдается тенденция к повышению частоты коммутации транзисторов до мегагерца и даже нескольких мегагерц с целью уменьшения объема реактивных элементов и ИВЭ в целом. Для всех электротехнических устройств на основе фундаментальных соотношений справедливы зависимости, заключающиеся в том, что по мере увеличения j, β,ω и уменьшается конструктивный объем и увеличиваются потери, т.е. увеличивается необходимая теллоотводящая поверхность. Во всех случаях объем конструкции с заданным перегревом получается минимальным при оптимальном сочетании j, β,ω. Поэтому повышение частоты, если это не есть приближение к ее оптимальному значению, отвлекает силы и средства на создание новой, более дорогой элементной базы, параметры которой должны обеспечивать в первую очередь малые частотные потери, а статические остаются на втором плане. Вновь ничего не делается для повышения КПД, и прогресс ИВЭ сводится к уменьшению конструктивного объема.

2. Тенденции развития транзисторных преобразователей электроэнергии

Тенденции развития транзисторных преобразователей электроэнергии можно в обобщенном виде представить и качественно прогнозировать на основе развития электротепловой модели транзисторной сборки.

Полагаем заданными ток нагрузки I и поверхность, необходимую для теплоотвода I Вт мощности

STO=1/KT∆T,

где KT - коэффициент теплопередачи;

∆T - разность температур переход-среда.

Транзистор представляем выходным сопротивлением R1 и занимаемой им площадью S1. При изменении количества параллельно включенных транзисторов n определяем поверхность, необходимую для отвода тепла, ST , и поверхность, необходимую для их размещения, SK:

Графическое представление этих зависимостей (рис.3) позволяет рассматривать множество конструкций, каждая из которых характеризуется точкой в координатах S и п, . Выше линии ST расположены изображающие точки недогретых конструкций, ниже ST - перегретых. Очевидно, что площадь конструкции минимальна (точка I) при ST= SK, т.е. при оптимальном количестве транзисторов

Этому оптимальному количеству транзисторов соответствуют оптимальная плотность тока и вполне определенное значение КПД при заданном напряжении питания.

Рис.3. Обобщенные тепловые и конструктивные параметры транзисторного ключа как варианты выполнения конструкции при разных плотностях тока

Рассмотрим конструкцию с количеством транзисторов n2≤n1 (точка 2), имеющую меньшую площадь SK=n2 S1 и перегретую при заданных условиях теплообмена. Для создания расчетного теплового режима необходима дополнительная теплоотводящая поверхность Sg.

Новая изображающая точка 3 характеризует конструкцию, состоящую из корпуса сборки с присоединенным к нему радиатором. Суммарная их площадь обязательно больше площади оптимальной конструкции:

Аналитические зависимости и их графическое представление остаются справедливыми для плоской тонкой конструкции высотой h, при замене S объемом V=Sh (пренебрегая теплоотводом от боковых сторон сборки). С учетом двухстороннего теплоотвода надо полагать

ST=2 SK

Все выводы остаются справедливыми для объемной модели, состоящей из корпуса с присоединенным к нему ребристым радиатором, если учесть, что в результате преобразования пластины площадью Sg в набор ребер с шагом m получается радиатор, габаритный объем которого равен m Sg. Тогда суммарный объем корпуса и радиатора определяется выражением

Для плоских конструкций при h=10-20 мм значения h и т обычно очень близки, так как уменьшение шага ребер ограничено условиями теплообмена и толщиной ребер. При этом условии практически всегда справедливо неравенство.

Очевидно, что при неизменных параметрах элементов суммарный объем любой конструкции с присоединенным радиатором больше, чем объем оптимальной конструкции. В общем виде это подтверждается выражениями

Поэтому неограниченное уменьшение конструктивного объема устройства является бессмысленным, так как это приводит к неограниченному увеличению требуемой поверхности теплоотвода.

Переходя от соотношений, справедливых для транзисторной сборки или ключа, к соотношениям для различных преобразовательных устройств, необходимо отметить два основных отличия: не все составляющие потерь пропорциональны второй степени тока; не все элементы силовой части можно представить сопротивлениями.

Составляющая мощности потерь, которая при заданном токе нагрузки постоянна (часть мощности потерь в диодах, составных транзисторах, мощность в цепях управления и пр.), элементарно учитывается в исходном уравнении

Графически это приводит к подъему линии SТ (см.рис.3) на величину SТo Р0 . При этом все ранее выявленные закономерности сохраняются и изменяются лишь количественно.

Представление в модели индуктивных элементов становится возможным, если в объеме V1=S1h размещается трансформатор единичной мощности с сопротивлением омических потерь R1 . Параллельное соединение n таких трансформаторов при неизменном токе нагрузки приводит к уменьшению потерь в n раз. Если в объеме V1=S1h размещается конденсатор с сопротивлением потерь R1, то параллельное соединение n таких конденсаторов приводит к уменьшению потерь в n раз. Параллельное соединение любых элементов совершенно не обязательно понимать в буквальном смысле; необходима лишь эквивалентность параметров.

Поэтому исходная модель и основной параметр R1S1 являются достаточно обобщенными для того, чтобы полученные выводы были полезны для оценки методов миниатюризации различных классов преобразовательных устройств. К тому же не следует сводить все проблемы ИВЭ к созданию только конверторов, которые состоят из разнообразных элементов. Для импульсных регуляторов электродвигателей, устройств коммутации и защиты, регуляторов тока в обмотках управления (возбуждения) модель на основе R1S1- элементов применима непосредственно.

Необходимо обратить внимание на результаты использования более совершенной элементной базы при разных подходах к развитию ИВЭ. Если прогресс параметров элементной базы использовать для увеличения Рн / VK , то при уменьшении площади корпуса ИВЭ будут возрастать все тепловые сопротивления и уменьшаться эффективность радиатора. Возникнет тупиковая ситуация.

Вывод

Если прогресс параметров элементной базы, т.е. уменьшение R1S1 использовать для создания конструкций, близких к оптимальным, будет обеспечено непрерывное увеличение реальной удельной мощности устройств

Рн /Vt и повышение их КПД при отсутствии теоретического предела такому, совершенствованию преобразовательных устройств.

Литература

1. Конев Ю.И. Некоторые предельные возможности миниатюризации силовых полупроводниковых устройств. - ЭТВА, 3. - М.: Советское радио, 1972. - С.3-16.

2. Ковев Ю.И. Энергетические возможности миниатюризации силовых полупроводниковых интегральных устройств. - ЭТВА, №4. - М.: Советское радио, 1973. - С.3-16.

3. Ковев Ю.И. О миниатюризации вторичных источников питания. -ЭТВА, & 5. - М.: Советское радао, 1973.- С.З-І2.

4. Машуков Е.В., Конев Ю.И. МДП-транзисторы в ключевых регуляторах мощности. - ЭТВА, А 6. - М.: Советское радио, 1974,-С.13-23.

5. Тодд П. Импульсные источники питания становятся системными компонентами. - Электроника/Пер.с англ., - № 9-10. - М.: Мир, 1992. - С.75, 76.

6. Кашкаров А.П., Колдунов А.С. Оригинальные конструкции источников питания. – М., ДМК- Пресс, 2010 – 160 с.