1. Загальні відомості

Функцією оптичного приймального пристрою (ОПрП) є оптична демодуляція, або перетворення оптичних імпульсів в електричні сигнали з їх подальшим підсиленням та обробкою (регенерацією, фільтрацією і т.ін.). Приймальні пристрої ВОСП, подібно радіочастотним аналогам можна поділити на три групи: пристрої з попереднім оптичним підсилюванням, з гетеродинним прийомом, з прямим (або безпосереднім) детектуванням. Кожний з методів детектування забезпечує певну чутливість приймального пристрою під час перетворення світла в електричний струм та у подальшій обробці електричного сигналу.

Під чутливістю приймального пристрою розуміють мінімальну потужність оптичного сигналу на вході фотодетектора, що забезпечує необхідну якість прийому, яка оцінюється відношенням сигналу до шуму в аналогових системах та ймовірністю помилки у цифрових системах. Найбільшу чутливість забезпечують пристрої з безпосереднім оптичним підсилюванням та з гетеродинним прийомом.

У ВОСП нових поколінь, системах кабельного телебачення, системах великої протяжності (трансокеанічні, трансконтинентальні) передбачене використання оптичних підсилювачів (ОП). Використання ОП дозволить поліпшити технічні характеристики ВОСП (енергетичний потенціал, довжину регенераційної дільниці). Оптичні підсилювачі використовуються як попередні підсилювачі фотоприймальних пристроїв, як лінійні підсилювачі-ретранслятори, підсилювачі потужності в оптичному передавальному пристрої.

Розроблені оптичні підсилювачі таких типів: напівпровідникові оптичні підсилювачі, волоконно-оптичні підсилювачі. Напівпровідникові оптичні підсилювачі мають малі розміри, енергоспоживання, вони можуть ефективно поєднуватись з елементами інтегральної оптики. Волоконно-оптичні підсилювачі мають кращі характеристики у порівнянні з напівпровідниковими оптичними підсилювачами, але вони досить складні та мають більшу енергоємність. Оптичними напівпровідниковими підсилювачами є напівпровідникові лазерні підсилювачі та оптичні транзистори. Оптичний транзистор – активний оптоелектронний прилад, заснований на власній оптичній бістабільності, управляється оптичним випромінюванням. Цей прилад може виконувати функції комутатора, осередка пам’яті, підсилювача, обмежувача. Усі ці функції виконуються в оптичному діапазоні.

Для волоконних підсилювачів використовуються такі ефекти:

- підсилення оптичних імпульсів у світловодах з показником заломлення, що періодично змінюється;

- підсилення лазерного випромінювання внаслідок примусового комбінаційного розсіювання (ПКР).

При розповсюдженні оптичного імпульсу по світловоду, в якому створена поступальна низькочастотна хвиля змінення коефіцієнта заломлення, потужність імпульсу світла може збільшитись у декілька разів, за умови, що групова швидкість імпульсу, що розповсюджується, співпадає з фазовою швидкістю хвилі показника заломлення. Крім підсилення цього разу виникає також звуження оптичного імпульсу, що зменшує дисперсію у волоконному світловоді.

В останні роки практично вирішена проблема підсилення оптичних імпульсів з використанням ПКР у другому та третьому вікнах прозорості. Для забезпечення підсилення у волокно одночасно з сигналом,що підсилюється вводиться випромінювання накачування з меншою довжиною хвилі. При цьому для підсилення світлових імпульсів з довжиною хвилі оптичної несучої, що дорівнює1,35 мкм, потрібно джерело випромінювання з довжиною хвилі, що приблизно дорівнює 1,24 мкм. Для волоконних підсилювачів використовуються волокна, що легіруються ербієм. В наведені дані про волоконний ПКР підсилювач, що забезпечує підсилення 45 дБ, при цьому потужність накачування дорівнює 750 мВт, а також про підсилювач з коефіцієнтом підсилення 24 дБ при потужності накачування 400 мВт. У волоконних підсилювачах на основі ефекту ПКР може здійснюватись як побіжне, так і зустрічне накачування. Схема волоконного підсилювача наведена на рис. 1.

Волоконні підсилювачі на основі ПКР можуть бути примінені тільки для ліній зв’язку з одномодовими світловодами та з випромінювачами когерентного світла, ширина спектра випромінювання яких не перевищує декількох нанометрів. Використання волоконних підсилювачів дозволяє збільшити довжину регенераційної дільниці до 100-150 км.

Незважаючи на те, що найбільшу чутливість забезпечують приймальні пристрої з оптичним підсилюванням та з гетеродинним прийомом, на практиці найбільш поширеним є безпосереднє (пряме) детектування оптичних сигналів. Цього разу вхідний оптичний сигнал може бути як когерентним, так і некогерентним, що дозволяє використовувати як лазерні випромінювачі, так і світлодіоди.

При оптичному гетеродинному прийомі на фотодетектор подається сумісно з сигнальним світловим потоком опорна світлова хвиля лазера, що діє як гетеродин (рис. 3).

Фотострум є прямопропорційним оптичній потужності, що падає на фотодетектор, або він є пропорційним амплітуді світлової хвилі. Тому що характеристика ФД квадратична, при накладенні двох хвиль – сигнальної з частотою fC, та опорної з частотою f0 виникають биття з від’ємною частотою між хвилею опорного оптичного сигналу та хвилею гетеродина. На цю проміжну частоту настроюється підсилювач проміжної частоти, який підсилює сигнал, далі призводиться фільтрація сигналу та подальша його обробка.

При гетеродинному прийомі потрібне точне та стабільне перенесення гетеродином сигнальної хвилі на проміжну частоту. Крім того, фазові фронти сигнальної та опорної хвиль потрібні бути паралельними, щоб при їх накладанні струми від усіх дільниць апертури фотодетектора складались у фазі. На рис. 3 зображено накладання хвиль сигналу та гетеродина з кутом q між ними. Доведено, що при q=0, коли фазові фронти обох хвиль співпадають, струм проміжної частоти має найбільше значення, а межі кута q досить вузькі, вони не перевищують декількох градусів. Крім цього, накладаються вимоги на ступінь спотворень фазових фронтів обох хвиль. Існує оптимальна потужність гетеродина, яка не збільшує шумів при детектуванні.

При оптичному змішуванні зміна частоти та фази сигнального випромінювання безпосередньо переноситься на проміжну частоту, тому гетеродинний прийом може бути застосований для приймання сигналів, що модулюються не тільки за інтенсивністю, але й за фазою та частотою.

Фотодетектор для гетеродинного прийому повинен мати високий квантовий вихід та високу швидкодію, що відповідає діапазону проміжних частот. Якщо гетеродин має досить високу потужність, то підсилювання фотоструму у фотодетекторі непотрібне, більш того, застосування лавинного фотодетектора призведе до значного збільшення шумів.

Необхідність точного співпадання фазових фронтів сигналу та гетеродина, вимоги щодо малих викривлень цих фронтів потребують когерентності хвиль сигналу та гетеродина. Цей засіб підвищує чутливість прийому на 15-20 дБп, він застосовується у когерентних оптичних системах. Вже проводяться розробки когерентних ВОСП, довжина дільниці регенерації в яких сягає 120-200 км. Безпосередній оптичний прийом аналогічний прийому з прямим підсиленням високочастотних сигналів. На рис. 4 наведена структурна схема безпосереднього оптичного прийому.

Згідно з рис. 3 світлова хвиля падає безпосередньо на світлочутливу площадку фотодетектора, де перетворюється в електричний сигнал, який підсилюється високочутливим підсилювачем, далі вирівнюється (якщо це цифровий сигнал) та фільтрується. Слід відзначити особливості підсилювача. Перший його каскад повинен мати високу чутливість та виконувати функції узгоджуючого пристрою, тобто це перетворювач типу "струм-напруга", він узгоджує опір генератора струму, яким є фотодетектор з вхідним опором наступного каскаду. Приймальним пристроям безпосереднього детектування властиві такі важливі особливості: простота виготовлення, налагодження та експлуатації, висока надійність та стабільність параметрів і характеристик, малі габарити та маса, низька енергоємність. Більшість сучасних ВОСП використовують пристрої безпосереднього детектування, детектором оптичного випромінювання є фотодіод або лавинний фотодіод, на вході попереднього підсилювача з малим рівнем шумів використовуються польові або біполярні транзистори. Чутливість широкополосних (або високошвидкісних) приймальних пристроїв обмежена чутливістю фотодетектора його шумами та шумами першого каскаду підсилювача. Підвищення чутливості фотоприймального пристрою досягається використанням лавинних фотодіодів. Якість прийому сигналів цифровим приймачем оцінюється коефіцієнтом помилок при заданій швидкості передачі, а для аналогових пристроїв – відношенням "сигнал/шум" (потужності сигналу до потужності шуму, різницею рівнів потужності сигналу та шуму).

2. Квантова межа чутливості

Для приймальних пристроїв оптичного діапазону існує фундаментальна межа, що зветься квантовою межею чутливості. Вона зумовлена статистичним характером оптичного випромінювання: випадковими є не тільки моменти приходу квантів, а й їх кількість протягом одиниці часу. Після детектування статистичні властивості стають надбанням і фотоелектронів, які генеруються приймачем випромінювання.

Квантову межу чутливості можна встановити, користуючись поняттям ідеального квантового детектора, яким є приймач випромінювання, в котрому відсутні власні джерела шуму (немає темнового, теплового, дробового струмів) та який підключено до навантаження, що не має шуму. Цей детектор здатен зареєструвати навіть одноелектронний імпульс струму, що викликаний прийомом одного кванта (ідеальний квантовий лічильник).

В разі передачі цифрових сигналів вважаємо, що бінарний сигнал є послідовністю одиниць та нулів. В разі передачі одиниць на вході приймача випромінювання утворюється імпульс з енергією Е, тривалістю Т (рис.5). Коли передається нуль, передавальний пристрій відключено, оптичне випромінювання відсутнє. Фотоелектрони підлягають статистиці Пуассона. Якщо середня кількість фотоелектронів на імпульс дорівнює , то згідно розподілу Пуассона, ймовірність того, що з’явиться точно фотоелектронів на імпульс, дорівнює

. (1)

Оптичний імпульс з енергією Е складається з фотонів з енергією кожний, тобто

, (2)

де - постійна Планка, – частота оптичного коливання.

Приймач випромінювання перетворює фотони в електрони з квантовою ефективністю

. (3)

Отже, середня кількість фотоелектронів, що виникли при прийомі оптичного імпульсу з енергією Е, дорівнює

. (4)

Згідно прийнятих припущень, при генерації навіть одного електрона в ідеальному квантовому детекторі його можна зареєструвати та уявити як наявність оптичного імпульсу (поріг вирішувального пристрою настроєно на появу одного електрона). Єдина можливість помилки – відсутність генерації ідеальним квантовим детектором електронів при наявності оптичного імпульсу, який випромінює передавальний пристрій. Ймовірність такої події можна визначити, якщо припустити у (1) Ne=0

(5)

Енергія та середня потужність оптичного сигналу (рис. 5) пов’язані співвідношенням Е=2Р0Т, оскільки тривалість посилань та пауз однакова і вони слідкують з однаковою ймовірністю. Враховуючи, що смуга пропускання тракту прийому F, при тривалості посилання Т дорівнює 1/Т, з (5) маємо

(6)

Вирази (6) визначають квантову межу чутливості цифрового приймального пристрою, що дозволяє розрахувати середнє значення оптичної потужності, необхідної для забезпечення заданої ймовірності помилки РПОМ. Наприклад, для забезпечення РПОМ=10-9 потрібна середня потужність приблизно в 10 квантів на 1 Гц смуги пропускання.

Квантова межа існує і для аналогових приймальних пристроїв. Критерієм якості аналогових систем є відношення сигналу до шуму, а точніше, відношення середньоквадратичного значення струму сигналу до середньоквадратичного значення струму шуму

.(7)

Єдиним джерелом шуму в ідеальному квантовому детекторі є квантовий шум внаслідок флуктуації постійної складової сигналу. Наведено повний виклад для квантової межі чутливості приймальних пристроїв аналогових сигналів

.(8)

Вираз (8) аналогічний виразу (6), відрізняється тільки значеннями числових коефіцієнтів, та параметрами, що визначають якість прийому. Слід зазначити, що вираз (8) є вірним для випадку 100% модуляції. Вираз (8) можна навести у вигляді

. (9)

Цей вираз дозволяє підрахувати кількість фотонів Nф, що припадає на 1 Гц смуги пропускання, необхідних для досягнення потрібного відношення сигналу до шуму. Наприклад, для досягнення y=1 в ідеальному випадку необхідно 4 кванти на 1 Гц смуги пропускання. В реальних приймальних пристроях, крім квантових ефектів присутні також й інші фактори, які обмежують чутливість. Це, перш за все, темновий струм фотодетектора, що протікає через навантаження у відсутності оптичного сигналу внаслідок теплової генерації електронів у фотодетекторі. Темновий струм має досить велике чисельне значення у довгохвильовому діапазоні, що змушує збільшувати рівень оптичного сигналу для забезпечення необхідної якості прийому на декілька порядків відносно квантової межі. Для зниження темнового струму іноді використовують охолодження фотодетектора до температури рідкого азоту. Другим фактором, що обмежує чутливість, є шуми навантаження фотодетектора та підсилювача, який підключено до цього навантаження. В реальних приймальних пристроях вихідний відклик підсилювача на одноелектронний імпульс фотодетектора на декілька порядків (не менш трьох) нижче середньоквадратичного значення теплового шуму самого підсилювача. Внаслідок перелічених факторів реальні приймальні пристрої, що використовують довжину хвилі близько 1 мкм, потребують на 15-20 дБп більшу потужність, що приймається, ніж необхідно для ідеального квантового детектора.

3. Розрахунок шумів попередніх каскадів підсилювачів

Активними елементами вхідних каскадів оптичних приймальних пристроїв є як польові, так і біполярні транзистори. Частіше використовуються польові транзистори, вони мають великий вхідний опір, тому узгоджуються з великим опором фотодетектора без застосування додаткових узгоджуючих кіл. При використанні біполярних транзисторів необхідне узгодження великого опору фотодетектора з вхідним опором наступних каскадів, тому в цьому разі транзистор включається за схемою із загальним емітером, що має великий вхідний та малий вихідний опори, тобто є узгоджуючим колом. Вхідний каскад на польовому транзисторі. Знайдемо вирази для спектральної щільності шумів вхідного каскаду підсилювача на польовому транзисторі, що включений за схемою з загальним витоком, принципова схема якого наведена на рис. 6 а. На наведеній схемі резистори RH та RC навантаження фотодіода та транзистора відповідно. На еквівалентній шумовій схемі (рис. 6 б) наведені джерела шумових струмів польового транзистора. Польовий транзистор має крутизну g у робочій точці, міжелектродні ємності Сзв, Сзс та Ссв, резистор rc враховує опір каналу, Ic – джерело фотоструму, -qмUзв – джерело струму сигналу, що управляється напругою. Сдм складається з ємності фотодіода та монтажної. В польовому транзисторі є три основних джерела струму, що характеризуються спектральними щільностями: тепловий – каналу Niк, дробовий – струму витікання заслону Nіз, та наведений на затвір шум каналу Nізн внаслідок зв’язку через ємність виток-заслін. Спектральні щільності потужності струмів та напруг визначаються формулами: -дробовий шум витікання затвору

,(10)

-де q – заряд електрона;

-тепловий шум каналу

,(11)

де G1=0,7 для кремнієвого польового транзистора, та G1=1,1 для арсенід-галієвого польового транзистора, крутизна вольт-амперної характеристики транзистора у робочій точці;

-шум каналу наведений на затвір

,(12)

де G2=0,3 для кремнієвого польового транзистора, та G2=1 для арсенід-галієвого польового транзистора,gm – крутизна характеристики у робочій точці.

Можна вважати, що для тих частот, при яких виконується нерівність CBX/gm<<1, Y – параметри польового транзистора мають вигляд

Y11=jCвх; Y12=gm.

При цьому його вхідна статична провідність дорівнює

Y11=RH-1+jC1; C1=Cдм+Сзс; Сдм=Сд+См,

де Сд та См – ємності фотодіода та монтажна відповідно.

Знайдемо спектральну щільність потужності шумового струму, приведеного до входу підсилювального каскаду, вважаючи, що складові шумів польового транзистора некорельовані

, (13)

де модуль коефіцієнта підсилення по струму дорівнює

(14)

Тепер спектральна щільність еквівалентного шумового струму на вході польового транзистора з урахуванням (12) – (13) дорівнює

(15)

Еквівалентний шумовий струм, приведений до входу попереднього каскаду підсилювача на польовому транзисторі, можна знайти, якщо провести інтегрування (14) по частоті на інтервалі [0.].

(16)

де F – частота в МГц, J1 та J3 – інтегральні коефіцієнти, що залежать від виду нормованої амплітудно-частотної характеристики H(jf) підсилювача.

Спектральна щільність шуму напруги вхідного каскаду на польовому транзисторі у колі зворотного зв"язку в разі його наявності має вигляд

.

Аналізуючи (16), можна зробити висновок, що для зменшення шумів вхідного каскаду підсилювача необхідно вибирати транзистори з мінімальними значеннями струму витікання затвора, що створює дробовий шум цього каскаду, потрібна також максимальна крутизна характеристики транзистора.

Вхідний каскад на біполярному транзисторі. Знайдемо вирази для спектральної щільності шумів вхідного каскаду підсилювача на біполярному транзисторі, що включений за схемою з загальним емітером (рис. 7).

На наведеній схемі RН та RК – резистори навантаження фотодіода та транзистора відповідно. Еквівалентна шумова схема каскаду має міжелектродні ємності Сбе та Сбк, опір бази r динамічні опори емітерного rбе та колекторного rбк переходів, а також джерело струму сигналу, яке управляється напругою –gmUбе, gm – крутизна характеристики транзистора в робочій точці.

Основними джерелами струму біполярного транзистора є такі:

- дробовий струм бази, І2б та дробовий шум струму колектора I2к;

- теплові шуми U2б опору бази rб.

Спектральні щільності цих шумів дорівнюють: дробовому шуму постійної складової струму бази

,(17)

дробовому шуму постійної складової струму колектора

,(18)

тепловому шуму послідовного опору бази (В2/Гц)

(19)

Спектральна щільність еквівалентного шумового струму вхідного каскаду підсилювача знаходиться приведенням усіх джерел шуму до його входу, при цьому береться до уваги те, що джерела струму некорельовані

,(20)

де Y’1=jCдм; Y1=rбе+jC1; C1=Cдм+Сбе+Сбк;

gm=qIk/kT; rбе=bkT/qIk; b=Ik/Iе,- коефіцієнт підсилення по струму;

Y21@gm.

Підставляючи у (20) відповідні значення його складових (16) – (19), перетворюючи (20), маємо

,(21)

де а0 = 2qIб; а2 = 4кТ(С21/2gm+С2дмrб).

Еквівалентний шумовий струм може бути знайдений інтегруванням (21) у смузі частот [0,Ґ]

,(22)

де b1 = а0, b2 = 4p2а2,I1, I3 - інтегральні коефіцієнти, що залежать від вигляду нормованої амплітудно–частотної характеристики підсилювача.

Існує оптимальний струм колектора, при якому шуми біполярного транзистора є мінімальними, він дорівнює

.

Спектральна щільність напруги вхідного каскаду на біполярному транзисторі у колі зворотного в разі його наявності має вигляд

.

При швидкостях передачі, що не перевищують 50 Мбіт/с, або для смуги частот менше 20–50 Мгц у вхідних каскадах оптичних приймальних пристроїв доцільно використовувати польові транзистори, як такі, що мають високий вхідний опір та низькі рівні шумів. При більш високих швидкостях передачі та більш широких смугах частот кращі шумові характеристики мають попередні підсилювачі на біполярних транзисторах.