Реферат: Модуль АФАР
Исходные данные:
1. Назначение передатчика — передающий модуль;
2. Мощность: Pвых=0,5 Вт; Pвх20 мВт.
3. Диапазон частот: fвых=0,5 ГГц; fвх=0,25 ГГц.
4. Характеристика сигналов, подлежащих передаче: ЧМ-сигнал.
5. Место установки — борт ЛА.
6. Rнапр=50 Ом.
1. Введение
На современном этапе развития радиоустройств СВЧ все большее применение находят передающие, приемные и приемопередающие активные фазированные антенные решетки (АФАР), в которых излучатели (или группа излучателей) связаны с отдельным модулем, содержащим активные элементы в виде различного типа генераторных и усилительных каскадов и преобразователей частоты колебаний, а также пассивные умножители частоты.
В передающей АФАР активная часть отдельного модуля, возбуждаемого от общего задающего генератора, фактически имеет функциональную схему, аналогичную схеме усилительно-умножительного СВЧ-тракта радиопередающего устройства, выполненную на генераторах с внешним возбуждением. В качестве активных приборов этих генераторов во многих практических случаях используются полупроводниковые СВЧ-приборы, позволяющие повысить надежность и долговечность модулей АФАР по сравнению с модулями на электровакуумных СВЧ-приборах, при обеспечении средней выходной мощности модуля до десятков и сотен ватт (при использовании схем сложения СВЧ-мощностей) в дециметровом диапазоне и до десяти ватт в сантиметровом диапазоне.
В том случае, когда частота колебаний на выходе модуля в целое число раз больше, чем на его входе, один из генераторных каскадов модуля должен быть умножителем частоты. Функциональная схема передающей АФАР, в модулях которой применены умножители частоты, приведена на рис. 1.
Введение умножителя частоты в модуль АФАР позволяет на выходе модуля получить колебания с определенной мощностью на тех частотах, на которых полупроводниковый усилитель уже неработоспособен. Сказанное в наибольшей степени относится к мощным усилителям на транзисторах, предельные рабочие частоты которых в настоящее время не превышают 6-7 ГГц. Поэтому малогабаритные модули АФАР дециметрового диапазона волн на полупроводниковых приборах, построенные на основе транзисторного усилителя мощности и последующего умножителя частоты, имеют генераторную часть.
Обычно при проектировании генераторной части модуля АФАР с умножением частоты бывают заданы Pвых, fвых, fвх, а также значение Pвх. В результате проектирования определяется число умножительных и усилительных каскадов в генераторной части модуля, типы активных приборов и электрических схем, используемые в каскадах, значения параметров режима активных приборов и элементов схем каскадов, а также вид конструктивного выполнения каскадов.
2. расчет Структурной схемы модуля АФАР
Структурная схема модуля АФАР представлена на рис. 2.
Имея заданную выходную мощность Pвых, зададимся контурными КПД согласующих цепей (СЦ1, СЦ2, СЦ3) (ηк СЦ1 = ηк СЦ2 = ηк СЦ3 = ηк СЦ = 0,9) и найдем мощность на выходе умножителя частоты:
.
Зная выходную мощность умножителя частоты, коэффициент умножения и входную частоту, с помощью программы MULTIPLY, разработанной на каф. 406, выберем транзистор и рассчитаем его режим работы (результаты этих расчетов даны в п. 4.1.1.).
В числе прочих результатов программа выдает коэффициент усиления по мощности KУЧ=9,958, используя который, мы вычисляем мощность на входе умножителя частоты, совпадающую, разумеется с мощностью на выходе СЦ2 (Pвых СЦ2):
.
Поскольку, как упоминалось выше, мы задали контурный КПД согласующих цепей равным ηк СЦ = 0,9, то мощность на входе СЦ2 Pвх СЦ2, равная мощности на выходе усилителя мощности Pвых УМ, равна:
.
Теперь, зная мощность на выходе усилителя мощности (Pвых УМ) и зная его рабочую частоту f=0,25 ГГц, с помощью программы PAMP1, также разработанной на каф. 406, выбираем активный прибор (транзистор) и рассчитываем его режим работы для СВЧ усилителя мощности (результаты этих расчетов приведены в п. 4.2.1.). Полученный в ходе расчетов коэффициент усиления KУМ позволяет найти мощность на входе усилителя, тождественно равную мощности на выходе входной согласующей цепи СЦ1:
.
Поскольку мы задали контурный КПД согласующих цепей равным ηк СЦ = 0,9, то мощность на входе СЦ1 Pвх СЦ1 равна:
,
что меньше 20 мВт, ограничивающих по заданию входную мощность сверху.
3. Методики расчета каскадов модуля
3.1. Методика расчета РЕЖИМА ТРАНЗИСТОРА МОЩНОГО СВЧ УСИЛИТЕЛЯ мощности
Рассматриваемая методика может быть использована для расчета режима мощного транзистора усилителя, работающего на частотах порядка сотен мегагерц, и позволяет получить параметры режима, достаточно близкие к экспериментальным. На значениях частоты 1… 3 ГГц погрешность расчета возрастает из-за использования упрощенной эквивалентной схемы транзистора и недостаточной точности при определении ее параметров. В диапазоне частот выше 3 ГГц эти недостатки проявляются еще более резко. На режим начинает оказывать сильное влияние даже сравнительно небольшой разброс значений индуктивностей выводов и емкостей корпуса, а также многочисленные паразитные связи в конструкции транзистора. Эти обстоятельства ограничивают верхний частотный предел применимости рассматриваемой методики.
В методике расчета используется эквивалентная схема, дополненная некоторыми элементами, существенными для диапазона СВЧ.
Параметры эквивалентной схемы транзистора зависят от протекающих токов и приложенных напряжений. Однако обычно считают, что в выбранном режиме транзистора параметры схемы будут постоянными в пределах каждой области работы: рабочей области (К — замкнут) и области отсечки (К — разомкнут). Параметры эквивалентной схемы приводятся в справочных данных, а наименования их даны в разделе “Обозначения” пособия [1]. Некоторые параметры, которые отсутствуют в справочниках, можно оценить по формулам:
Сд=Сэ+Сдиф; Ск=Ска+Скп; 
; τк=rб Ска; 
;
; 
; 
.
При усреднении Sп ток iк рекомендуется принять равным половине высоты импульса коллекторного тока iк max или амплитуде его первой гармоники, которая в типичных режимах близка к 0,5iк max. Емкость Ск определяют при выбранном напряжении Uк0. На частотах 
сопротивление r слабо шунтирует емкости и им можно пренебречь. Неравенство определяет нижнюю частотную границу проводимого анализа. При расчете принимают, что в диапазоне СВЧ входной ток мощных транзисторов оказывается близким к гармоническому за счет подавления высших гармоник индуктивностью входного электрода. Форма коллекторного напряжения принимается гармонической. Поэтому далее будем полагать, что входной ток и коллекторное напряжение не содержат высших гармоник и эквивалентный генератор тока Sп (Uп-U') нагружен на диссипативное сопротивление. Расчет производим для граничного режима работы транзистора.
Эквивалентная схема усилителя ОЭ для токов и напряжений первой гармоники показана на рис. 3. В схеме ОЭ при диссипативной нагрузке будут отрицательные обратные связи через Lэ и 
.
Рис. 3. Эквивалентная схема усилителя ОЭ для токов и напряжений первой гармоники
Для обеспечения устойчивого режима применяют специальные меры, например, включение rдоп в цепь эмиттера или нейтрализацию Lб включением емкости в базовую цепь. Можно использовать выходное сопротивление моста делителя, если усилитель построен по балансной схеме. Сопротивление rвх1 с ростом мощности уменьшается (до долей ом), xвх1 вблизи верхней частотной границы имеет индуктивный характер из-за Lб и Lэ и значительно больше rвх1. Коэффициент усиления обратно пропорционален квадрату частоты. Поэтому, если известно из справочных данных, что транзистор на частоте f ' имеет коэффициент усиления 
, то на некоторой, более низкой рабочей частоте f, его коэффициент усиления можно оценить примерно как 
, т. е. если 
, то Kр будет в четыре раза больше . В схеме ОЭ при 
верхняя рабочая частота fв не превышает fгр.
Тип транзистора выбирают по заданной выходной мощности Pвых1 на рабочей частоте f, определяют схему включения транзистора, пользуясь справочными данными транзистора. Часто схема включения транзистора определяется его конструкцией, в которой с корпусом соединяется один из электродов (эмиттер, база). При выборе типа транзистора можно ориентироваться на данные экспериментального типового режима. Рекомендуется использовать СВЧ-транзисторы на мощность не менее 
, указанной в справочнике. Сильное недоиспользование транзистора приводит к снижению его усилительных свойств. Интервал частот fв… fн включает 
и 
для схемы ОЭ. Применение транзистора, имеющего fн выше рабочей, позволяет получить более высокое усиление, но при этом увеличивается вероятность самовозбуждения усилителя и понижается его надежность.
Схема ОБ характерна для транзисторов, работающих на f >1 ГГц. Транзисторы, имеющие два вывода эмиттера (для уменьшения Lэ), следует включать по схеме ОЭ. Для оценки параметров эквивалентной схемы можно использовать следующие данные: 
нГн (для OЭ Lобщ=Lэ), Lк и входного вывода — в несколько раз больше. 
, 
, 
. Параметр h21э в расчетах не критичен, 
для приборов на основе кремния, 
, где Pвых1 и Uк0 соответствуют рабочему режиму (например, экспериментальные данные). Если требуемая мощность Pвых1 близка к той, которую может отдать транзистор, то Uк0 берется стандартным. При недоиспользовании транзистора по мощности целесообразно снижать Uк0, для повышения надежности. Например, если требуемая Pвых1 на 30-40% меньше 
(мощности в типовом режиме), то Uк0 можно уменьшить на 20-30% по сравнению со стандартным. Однако при снижении Uк0 вдвое по сравнению со стандартным частота fгр уменьшается на 5… 15%, а емкость Ск увеличивается на 20... 25%.
Напряжение смещения Uб0 часто выбирается нулевым. При этом угол отсечки будет близок к 80… 90°, при котором соотношение между Pвых1, ηэ, Kр близко к оптимальному. Кроме того, в этом случае отсутствует цепь смещения, что упрощает схему усилителя и не требует затрат мощности на осуществление смещения. В отношении Sгр надо иметь в виду, что перед расчетом ее следует уточнить, используя условие
(для схемы ОЭ — 0,7; для схемы ОБ — 0,8).
При этом Pвых1 и Uк0 берутся для выбранного транзистора. При невыполнении этого условия можно несколько увеличить Sгр (на 10… 15%).
Предлагаемая методика расчета исходит не из Pвых1, а из мощности Рг, развиваемой эквивалентным генератором тока iг. Мощность Рг в схеме ОЭ следует взять на 10-20% меньше, чем требуемая Pвых1, которая имеет приращение из-за прямого прохождения части входной мощности. На f>frp в схеме ОБ Рг берется на 25... 50% выше Pвых1, на f<frp эта доля меньше.
К начальным параметрам расчета относится температура корпуса транзистора. Ее можно задать как Тк=Тс+(10… 20) °С с учетом перегрева радиатора относительно окружающей среды.
Если после проведения расчета на значения , f ' в типовом режиме Kр отличается от справочного значения не более, чем на 
, то можно считать, что параметры эквивалентной схемы, принятые в расчете, оценены правильно. Если модуль пикового напряжения 
, то это означает, что значение емкости Сэ занижено. Для удобства расчета исходные данные целесообразно свести в таблицу в следующем порядке:
Приводимый ниже порядок расчета граничного режима работы при Uв0=0 может быть использован для включения транзистора как по схеме ОЭ, так и по схеме ОБ. Там, где формулы расчета для схем ОЭ и ОБ отличаются, будет сделана пометка “ОЭ” или “ОБ”. Все расчеты проводятся в системе СИ.
1. Напряженность ξгр режима:
.
2. Амплитуда напряжения и тока первой гармоники эквивалентного генератора:
.
3. Пиковое напряжение на коллекторе:
Uк пик = Uк0+Uг1<Uкэ доп.
При невыполнении неравенства следует изменить режим или выбрать другой тип транзистора.
4. Параметры транзистора:
; 
; 
.
5. Находим значения параметров А и В:
, 
, где 
.
С помощью графика A(γ1) на рис. 4 определяем коэффициент разложения γ1(θ). Ηатем по табл. 3.1. [1] для найденного γ1(θ) ξпределяем значения, θ, cos(θ) θ коэффициент формы g1(θ).
6. Пиковое обратное напряжение на эмиттере
.
Затем в пп. 7… 22 рассчитываются комплексные амплитуды токов и напряжений на элементах эквивалентных схем (см. рис. 3). За вектор с нулевой фазой принят ток 
и 
Рис. 4. Зависимость параметра A от коэффициента разложения симметричного косинусоидального импульса γ1(θ)
7. 
, где 
.
8. 
.
9. 
.
10. 
.
11. 
.
12. 
.
13. 
.
14. 
.
15. 
.
16. 
.
17. 
.
18. 
.
19. 
.
20. 
.
21. 
.
22. 
.
23. Амплитуда напряжения на нагрузке и входное сопротивление транзистора для первой гармоники тока:
;
24. Мощность возбуждения и мощность, отдаваемая в нагрузку:
для схемы ОЭ 
;
Если Pвых1 будет отличаться от заданной более чем на ±20%, расчет следует провести заново, скорректировав значение Pг.
25. Постоянная составляющая коллекторного тока, мощность, потребляемая от источника питания, и электронный КПД соответственно:
; 
; 
.
26. Коэффициент усиления по мощности, мощность, рассеиваемая транзистором и допустимая мощность рассеяния при данной температуре корпуса транзистора:
; 
; 
.
Можно принять значение Тп max=Tп, где Tп — допустимое значение, взятое из справочных данных.
Следует убедиться, что 
.
27. Сопротивление эквивалентной нагрузки на внешних выводах транзистора
, где 
для схемы ОЭ.
Данный расчет исходил из нулевого смещения на входном электроде транзистора. В ряде случаев этот режим может быть не оптимальным и желательно вести расчет на заданный угол отсечки (например в усилителе ОБ для стабилизации режима уменьшают угол отсечки). Тогда, выбрав угол отсечки θ, по табл. 3.1. [1] находят коэффициент α1(θ) θ определяют
.
Затем в п. 5 находят напряжение смещения Uв0 из соотношения
,
где 
берут (для выбранного θ) также из табл. 3.1.
Если напряжение смещения должно быть запирающим, то можно применить автосмещение, включив сопротивление 
, заблокированное конденсатором. При отпирающем смещении требуется дополнительный источник напряжения.
3.2. Методика расчета режима транзистора мощного СВЧ умножителя частоты
В промежуточных каскадах радиопередающих устройств СВЧ применяют умножители частоты о выходной мощностью до сотен милливатт. Такие СВЧ-умножители являются уже мощными. Умножение частоты в них достигается выделением нужной n-й гармоники из импульса коллекторного тока. При расчете режима транзистора, работающего на частотах 108... 109 Гц (сотни МГц), используют кусочно-линейную модель транзистора. При этом дополнительно учитывают индуктивности выводов транзистора, емкость закрытого эмиттерного перехода и потери в материале коллектора. Предполагают, что транзистор включен по схеме с общей базой (ОБ) и возбуждается от генератора гармонического тока. Схема ОБ обеспечивает лучшие энергетические параметры мощного умножителя СВЧ, чем схема с общим эмиттером (ОЭ). В схеме ОЭ за счет обратной связи через емкость Ск импульс коллекторного тока деформируется и имеет малые коэффициент формы gn(θ), ΰ следовательно, и КПД, и мощность в нагрузке.
Выходная мощность умножителя ограничена несколькими факторами. К ним относятся предельно допустимые значения обратного напряжения на эмиттерном переходе Uбэ доп и мощности рассеяния, а также критический коллекторный ток Iкр.
При выборе угла отсечки надо учитывать следующее. Пиковое обратное напряжение Uбэ пик увеличивается при уменьшении угла отсечки θ, что может ограничить мощность, отдаваемую умножителем частоты. При больших углах отсечки уменьшается КПД и растет рассеиваемая мощность Рк, что может привести к нереализуемости режима транзистора. Если при оптимизации мощности умножителя частоты опираться только на ограничения по коллекторному току, считая максимальный iк max=Iкр, то оптимальным углом отсечки при n=2 оказывается θ=60°, а при n=3 — θ=40°. Οри этих углах отсечки КПД будет достаточно высоким, но надо не допустить превышения Uбэ доп. Поэтому часто угол отсечки и для n=2, и n=3 выбирают равным θ=60°.
Расчет режима транзистора ведут на заданную выходную мощность транзистора Pвых n на рабочей частоте nf, определенную по выходной мощности умножителя Pвых n и КПД его выходной согласующей цепи h к вых: Рвых n=Рвых/h к вых.
Для расчета используем методику, которая имеет в своей основе следующие допущения:
интервал рабочих частот соответствует неравенствам: 
, 
;
транзистор возбуждается от генератора гармонического тока;
крутизна по переходу Sп считается вещественной;
напряжение на коллекторе — гармоническое;
схема включения транзистора — ОБ;
влиянием индуктивности общего вывода транзистора Lб пренебрегают.
Исходя из заданных Pвых n и nf по справочникам выбирается транзистор с учетом выполнения условий 
и 
. Вследствие больших потерь в материале коллектора на верхних частотах транзистора целесообразно выбирать транзистор с запасом по выходной мощности Pвых n примерно в 2,0… 2,5 раза. Параметры выбранного транзистора рекомендуется свести в таблицу в следующем порядке:
, Вт;
, МГц;
, В;
Uкэ доп, В;
Uбэ доп, В;
, В;
Iкр, А;
Tп, °С;
Sгр, А/В;
fгр, МГц;
Ск, пФ;
rб, Ом;
rэ, Ом;
rк, Ом;
Lб, нГн;
Lэ, нГн;
Lк, нГн.
Напряжение питания Uк0 принимается равным или близким к 
, в типовом режиме транзистора. Угол отсечки целесообразно выбрать для n=2 и n=3 θ=60°. Οо табл. 3.1 [1] определяют для выбранного θ коэффициенты α0, α1, α2, γ1, γn.
Расчет ведут в следующем порядке (режим работы принимают граничным).
1. Сопротивление потерь коллектора в параллельном эквиваленте:
.
2. Напряженность граничного режима
,
где 
.
3. Амплитуда напряжения и тока n-й гармоники, приведенные к эквивалентному генератору:
; 
.
4. Сопротивление коллекторной нагрузки:
.
5. Амплитуда n-й гармоники, высота импульса тока эквивалентного генератора, постоянная составляющая коллекторного тока соответственно:
; 
; 
.
Провести проверку выполнения условия 
. Если условие не выполняется, то следует сменить транзистор, так как из-за уменьшения частоты fгр нельзя получить заданную мощность.
6. Амплитуда тока возбуждения и коэффициент передачи по току в схеме ОБ:
, 
.
7. Пиковое обратное напряжение на эмиттере:
.
8. Напряжение смещения:
,
где 
; 
; 
; 
.
9. Диссипативная и реактивная составляющие входного сопротивления транзистора:
;
.
10. Мощность источника питания, КПД:
; 
.
11. Коэффициент усиления по мощности:
.
12. Мощность возбуждения:
.
13. Мощность рассеяния:
.
14. Диссипативная и реактивная составляющие сопротивления нагрузки, приведенной к внешнему выводу коллектора, в параллельном эквиваленте:
;
.
4. Результаты расчетов
4.1. расчет усилителя мощности
4.1.1. расчет режима работы активного прибора (транзистора)
Выбор транзистора, расчет его режима работы и энергетических параметров выполнен на ЭВМ с помощью программы PAMP1, разработанной на каф. 406, и реализующей методику, описанную в п. 3.1.
Исходные данные:
ЧАСТОТА fвх И МОЩНОСТЬ P1 УСИЛИТЕЛЯ, ПАРАМЕТРЫ ТРАНЗИСТОРА (2Т934А)
fвх=0,25 ГГц;
P1=0,0614 Вт;
F1=1 ГГц;
R1=3 Ом;
R2=6 Ом;
R3=0,1 Ом;
C1=7 пФ;
C2=2 пФ;
C3=40 пФ;
L1=1,3 нГн;
L2=3,1 нГн;
L3=2,5 нГн;
H=80;
T=160
U1=60 В;
U2=4 В;
U3=0,7 В;
U4=1,2 В;
P2=7 Вт;
S1=0,17;
F2=0,4 ГГц;
K1=10;
P3=3 Вт;
U0=19 В.
Результаты расчета:
2Т934А, ОБЩИЙ ЭМИТТЕР, fвх=0,25 ГГц;
ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ ПАРАМЕТРЫ
Выходная мощность 0,0614 Вт;
Мощность возбуждения 8,07 мВт;
Коэффициент усиления KУМ=7,60825;
Потребляемая мощность 61,501 мВт;
Мощность потерь 8,1711 мВт;
Коэффициент полезного действия (электронный КПД) ηэ=99,83%.
РЕЗЕРВЫ ТРАНЗИСТОРА
По напряжению на коллекторе 1,582314;
По напряжению на базе 2,439582;
По рассеиваемой мощности 856,669;
Допустимая температура корпуса транзистора 159,8599 °С.
ЦЕПЬ КОЛЛЕКТОРА
Напряжение питания E0=19 В;
Амплитуда напряжения 18,91915 В;
Напряженность режима 0,9957449;
Амплитуда коллекторного тока 6,872006 мА;
Постоянная составляющая коллекторного тока I0к=3,236894 мА;
Диссипативная составляющая сопротивления коллекторной нагрузки R1вых УМ=166,933 Ом;
Реактивная составляющая сопротивления коллекторной нагрузки X1вых УМ=5,44388 Ом.
ЦЕПЬ БАЗЫ
Напряжение смещения по базе E0б=1,2 В;
Амплитуда тока возбуждения 0,1756269 А;
Угол отсечки 34,69754
Диссипативная составляющая входного сопротивления Zвх R1вх УМ=0,5232769 Ом;
Реактивная составляющая входного сопротивления Zвх X1вх УМ=4,491888 Ом.
4.1.2. расчет элементов принципиальной схемы усилителя мощности
Опираясь на проведенный расчет, получаем:
а) Цепь смещения (параллельная схема с автосмещением).
;
Выбираем R1: C2-33Н-0,5-360 Ом±5%,
где Е0б — напряжение смещения по базе;
Iок — постоянная составляющая коллекторного тока.
Из условий
; 
; 
(см. рис. 5),
где 
; R1вх=R1вх УМ=0,523 Ом — диссипативная составляющая входного сопротивления базовой цепи, полученная в ходе расчетов на ЭВМ (см. п. 4.1.1.), получаем:
;
Выбираем С1: КМ-6-М1500-0,012 мкФ.
;
Выбираем С4: К10-17-1-П33-17,16 пФ.
.
Числовой коэффициент 10 введен для обеспечения справедливости вышеприведенных соотношений: “много больше” мы заменяем на “в 10 раз больше”.
б) Последовательная схема питания.
Из соотношений
; 
; 
(см. рис. 6),
где rист — внутреннее сопротивление источника питания, rист=5 Ом; R1вых — диссипативная составляющая сопротивления коллекторной нагрузки, R1вых=R1вых УМ=166,93 Ом, получаем:
;
Выбираем С5: К10-17-1-П33-38,13 пФ.
;
Выбираем С3:
.
4.2. расчет умножителя частоты
4.2.1. расчет режима работы активного прибора (транзистора)
Выбор транзистора, расчет его режима работы и энергетических параметров выполнен на ЭВМ с помощью программы MULTIPLY, разработанной на каф. 406, и реализующей методику, описанную в п. 3.2. Исходные данные:
Параметры транзистора
|
Название транзистора: |
2T919A; |
|
Напряжение питания: |
E0=19 В; |
|
Статический коэффициент передачи тока: |
50; |
|
Напряжение приведения по базе: |
0,7 В; |
|
Граничная крутизна: |
Sгр=0,13 См; |
|
Граничная частота: |
fгр=1800 МГц; |
|
Емкость коллекторного перехода: |
7,5 пФ; |
|
Активная часть емкости коллектора: |
2,5 пФ; |
|
Емкость эмиттерного перехода: |
50 пФ; |
|
Сопротивление базы: |
0,5 Ом; |
|
Сопротивление эмиттера: |
0,14 Ом; |
|
Сопротивление коллектора: |
0,7 Ом; |
|
Индуктивность вывода базы: |
0,14 нГн; |
|
Индуктивность вывода эмиттера: |
0,4 нГн; |
|
Индуктивность вывода коллектора: |
0,7 нГн; |
|
Допустимая температура перехода: |
150 °С; |
|
Критический ток: |
1,5 А; |
|
Допустимое напряжение эмиттер-база: |
3,5 В; |
|
Допустимая рассеиваемая мощность: |
10 Вт. |
Результаты расчетов:
Параметры режима транзистора (2T919A, схема с ОБщей базой)
|
Напряженность граничного режима: |
0,781; |
|
Амплитуда коллекторного напряжения: |
14,839 В; |
|
Амплитуда n-й гармоники коллекторного тока: |
0,07412 А; |
|
Максимальный коллекторный ток: |
Iк max=0,2912 А; |
|
Постоянная составляющая коллекторного тока: |
I0к=0,05941 А; |
|
Амплитуда тока возбуждения: |
0,14176 А; |
|
Пиковое обратное напряжение эмиттер-база: |
-1,12179 В; |
|
Напряжение смещения по базе: |
E0б=0,034491 В; |
|
Сопротивление автоматического смещения: |
0,580535 Ом; |
|
Диссипативная составляющая входного сопротивления: |
R1вх УЧ=5,4957 Ом; |
|
Реактивная составляющая входного сопротивления: |
X1вх УЧ=-3,4953 Ом; |
|
Коэффициент усиления по мощности: |
KУЧ=9,9589; |
|
Мощность возбуждения: |
0,0552266 Вт; |
|
Мощность, потребляемая от источника питания: |
1,1288 Вт; |
|
Электронный КПД: |
ηэ=48,72%; |
|
Рассеиваемая мощность: |
0,634064 Вт; |
|
Диссипативная составляющая сопротивления нагрузки: |
R1вых УЧ=180,013 Ом; |
|
Реактивная составляющая сопротивления нагрузки: |
X1вых УЧ=40,34 Ом; |
|
Выходная мощность |
Pвых УЧ=0,55 Вт; |
|
Коэффициент умножения |
n=2; |
|
Угол отсечки |
56,0 |
|
Входная частота |
fвх=0,25 ГГц; |
|
Напряжение питания |
E0=19,0 В. |
4.2.2. расчет элементов принципиальной схемы умножителя частоты
Опираясь на проведенный расчет, получаем:
а) Входная цепь (параллельная схема с автосмещением, рис. 7).
0,579 Ом;
Выбираем R2: С2-33Н-0,5-0,560 Ом±5%;
R1вх=R1вх УЧ=5,495 Ом;
Аналогично вышесказанному:
;
Выбираем С7: КМ-6-М1500-0,011 мкФ.
;
б) Выходная цепь и фильтр-пробка (C9, C10, L7, рис. 8).
;
R1вых=R1вых УЧ=180,013 Ом.
Аналогично:
;
Выбираем С11: К10-17-1-П33-17,68 пФ.
Емкость C8 и индуктивность L6 служат для защиты источника питания от токов высокой частоты. Номинал C8 рассчитывается из соображений того, чтобы ее сопротивление по высокой частоте было крайне мало, а номинал L6 выбирается таким, чтобы ее сопротивление по высокой частоте было велико. Номиналы L2 и C3 в п. 4.1.2. выбираются из аналогичных соображений.
;
Выбираем С8: К10-17-1-П33-630 пФ.
;
Фильтр-пробка (C9, C10, L7) служит одновременно для выделения колебаний двойной (выходной) частоты и подавления колебаний входной частоты, чтобы они не проходили на выход модуля АФАР. Делается это следующим образом. Индуктивность L7 и емкость C9 образуют последовательный колебательный контур, причем их номиналы подбираются так, чтобы резонансная частота этого контура ωрез посл совпадала с частотой входного колебания ωвх. Как известно, сопротивление последовательного колебательного контура на резонансной частоте равно нулю, и, следовательно, колебания входной частоты закорачиваются на землю и на выход модуля не попадают. В то же время, L7 и C10 тоже образуют колебательный контур, но параллельный, причем их номиналы подбираются так, чтобы резонансная частота этого контура ωрез паралл совпадала с частотой выходного колебания ωвых. Сопротивление параллельного колебательного контура на резонансной частоте стремится к бесконечности, поэтому колебания выходной частоты попадут на выход практически без потерь.
;
Выбираем С10: К10-17-1-П33-8,8 пФ.
, где n=2 — коэффициент умножения частоты;
Выбираем С9: К10-17-1-П33-26,5 пФ.
;
4.3. расчет СОГЛАСУЮЩих ЦЕПей
Расчет проведен с помощью программы MATCHL, разработанной на каф. 406.
4.3.1. расчет входной СОГЛАСУЮЩей Г-ЦЕПи
Импеданс генератора RS=50 Ом; XS=0;
Импеданс нагрузки RL=R1вх УМ=0,523 Ом; XL=X1вх УМ=4,492 Ом;
Ненагруженная добротность цепи=100;
;
;
X1=-5,140664, X2=0,5948922
Коэффициенты фильтрации второй и третьей гармоник:
K2=67,46906 дБ; K3=87,08565 дБ;
Контурный КПД: ηконт=0,902736;
Полоса пропускания 10,28133%.
;
;
Выбираем С2: К10-17-1-П33-124 пФ.
4.3.2. расчет межкаскадной СОГЛАСУЮЩей Г-ЦЕПи
Импеданс генератора RS=R1вых УМ=166,9 Ом; XS=X1вых УМ=5,44 Ом;
Импеданс нагрузки RL=R1вх УЧ=5,496 Ом; XL=X1вх УЧ=-3,495 Ом;
Ненагруженная добротность цепи=55;
;
;
X1=-30,62967, X2=33,29518
Коэффициенты фильтрации второй и третьей гармоник:
K2=55,77115 дБ; K3=75,38773 дБ;
Контурный КПД: ηконт=0,9014694;
Полоса пропускания 18,45297%.
;
;
Выбираем С6: К10-17-1-П33-5,2 пФ.
4.3.3. расчет выходной СОГЛАСУЮЩей П-ЦЕПи
а) Левая часть П-цепи
Импеданс генератора RS=R1вых УЧ=180,0 Ом; XS=X1вых УЧ=40,3 Ом;
Импеданс нагрузки RL=10,0 Ом; XL=0;
Ненагруженная добротность цепи=60;
;
;
X1.1=-42,42937; X2.1=42,31098;
Коэффициенты фильтрации второй и третьей гармоник:
K2=50,30438 дБ; K3=69,92097 дБ;
Контурный КПД: 
=0,9312816;
Полоса пропускания 24,25356%.
;
;
Выбираем С12: К10-17-1-П33-7,5 пФ.
б) Правая часть П-цепи
Импеданс генератора RS=10,0 Ом; XS=0;
Импеданс нагрузки (RL=50,0 Ом; XL=0);
Ненагруженная добротность цепи=80;
;
;
X1.2=-24.99998; X2.2=20;
Коэффициенты фильтрации второй и третьей гармоник:
K2=35,83519 дБ; K3=55,45177 дБ;
Контурный КПД: 
=0,975;
Полоса пропускания 50%.
;
;
Выбираем С13: К10-17-1-П33-12,7 пФ.
;
Общий контурный КПД: 
;
5. конструкция модуля АФАР
5.1. Выбор элементной базы
В принципе устройство может быть изготовлено с использованием микрополосковой технологии, поскольку в диапазоне 0,25… 1 ГГц такая технология применяется достаточно широко, но в нашем случае получается реализовать изделие на сосредоточенных элементах, поскольку нам удалось выбрать сосредоточенные резисторы и конденсаторы для данного диапазона частот (пп. 4.1. и 4.2.). Внешний вид и геометрические размеры выбранных элементов показаны на рис. 13… 17.
Так как стандартные индуктивности рассчитанных нами номиналов (пп. 4.1. и 4.2.) отсутствуют в номенклатуре элементной базы, производимой радиоэлектронной промышленностью, мы изготовим индуктивности из отрезков прямых проводников диаметром 0,5 мм.
Известно, что индуктивность L отрезка проводника круглого сечения длиной l равна
,
где d — диаметр проводника, причем d и l необходимо подставлять в сантиметрах, тогда L получится в нГн.
С помощью пакета Mathcad Professional 7 было проведено исследование зависимости индуктивности отрезка проводника круглого сечения от его длины для трех различных диаметров (d=0,5 мм (рис. П.1.1.), d=0,6 мм (рис. П.1.2.), d=1,0 мм (рис. П.1.2.), файлы ind05mm.mcd, ind06mm.mcd, ind1mm.mcd соответственно, см. Приложение 1).
Из представленных зависимостей видно, что для данного значения индуктивности (например, 30 нГн) самым коротким будет самый тонкий проводник (l=32,8 мм, (d=0,5 мм), l=34 мм, (d=0,6 мм), l=37,2 мм, (d=1 мм)).
Следовательно, индуктивности L1, …, L8 будем изготавливать из отрезков проводника диаметром d=0,5 мм. Длину отрезка будем вычислять по полученной номограмме (рис. П.1.1.). Таким образом,
L1=0,378 нГн: 1,5 мм;
L2=3,32 нГн: 6 мм;
L3=31,83 нГн: 34 мм;
L4=21,19 нГн: 25 мм;
L5=34,98 нГн: 37 мм;
L6=15,6 нГн: 19 мм;
L7=11,46 нГн: 15 мм;
L8=19,82 нГн: 23,5 мм.
5.2. Выбор типоразмера печатной платы
Исходя из жестких требований, предъявляемых к изделию (устанавливается на борту ЛА), в частности к его размерам и в особенности к массе, необходимо насколько возможно повысить плотность упаковки (интеграции) элементов на печатной плате, в связи с чем мы выбираем коэффициент дезинтеграции Kд равным 2.
Для выбора типоразмера печатной платы необходимо вычислить суммарную площадь, занимаемую элементами, умножить ее на коэффициент дезинтеграции Kд и из стандартного ряда типоразмеров выбрать плату равной или чуть большей площади. Площади, занимаемые элементами, приведены в табл. 1.
Суммарная площадь элементов:
SΣ=2(196·1+175·1+0,75·1+3·1+17·1+12,5·1+18,5·1+9,5·1+7,5·1+11,75·1+13,2·2+
+31,28·10+31,28·1+42,25·2)=1834,58 мм2.
Выбираем плату размером 3560 мм; S=2100 мм2.
5.3. Технология изготовления печатной платы
Печатную плату будем изготавливать субтрактивным методом, суть которого заключается в следующем. На поверхность фольгированной печатной платы наносится фоторезист, поверх которого размещается негативный фотошаблон, отражающий конфигурацию и расположение печатных проводников, т. е. имеющий прорези и отверстия в тех местах, где должны быть расположены токоведущие участки. Во время экспонирования эти участки окажутся засвеченными. После экспонирования фоторезист задубливают, т. е. помещают плату в специальный раствор, в котором засвеченные участки фоторезиста становятся нерастворимыми. После задубливания следует этап травления, в ходе которого незасвеченный фоторезист и фольга, находящаяся под ним, растворяются в травящем растворе. Потом остатки задубленного фоторезиста также удаляются. После смывания остатков фоторезиста плату высушивают, покрывают защитным лаком и устанавливают на нее элементы. В нашем случае вполне допустима пайка волной припоя, с тем условием, что транзисторы будут установлены отдельно — в последнюю очередь, т. к. они чувствительны к перегреву и имеют планарные выводы.
Таблица 1
|
Элемент |
Площадь, мм2 |
Количество, шт. |
|
Транзисторы |
||
|
2Т934А |
S=196 мм2; |
1 |
|
2Т919А |
S=175 мм2; |
1 |
|
Индуктивности |
||
|
L1 |
S=0,75 мм2; |
1 |
|
L2 |
S=3 мм2; |
1 |
|
L3 |
S=17 мм2; |
1 |
|
L4 |
S=12,5 мм2; |
1 |
|
L5 |
S=18,5 мм2; |
1 |
|
L6 |
S=9,5 мм2; |
1 |
|
L7 |
S=7,5 мм2; |
1 |
|
L8 |
S=11,75 мм2; |
1 |
|
Резисторы |
||
|
С2-33Н |
S=13,2 мм2; |
2 |
|
Конденсаторы |
||
|
К10-17-1-П33 |
S=31,28 мм2; |
10 |
|
К10-17-1-М750 |
S=31,28 мм2; |
1 |
|
КМ-6-М1500 |
S=42,25 мм2; |
2 |
5.4. Конструкция корпуса модуля АФАР
Поскольку изделие устанавливается на борту ЛА и будет подвержено перепадам давления, целесообразно обеспечить герметизацию корпуса изделия с помощью эластичной прокладки. Помимо этого, бортовая аппаратура должна быть вибропрочной и виброустойчивой, и в то же время достаточно легкой. Исходя из этого, корпус модуля АФАР логично будет изготовить из алюминия методом литья.
Кроме того, в корпусе будут иметь место три отверстия для трех разъемов — двух высокочастотных (сигнальных) — входного и выходного и низкочастотного разъема для подачи питания. Все разъемы также из соображений виброустойчивости необходимо оснастить защелками, препятствующими произвольному рассоединению модуля и бортовых коммуникаций.
Печатная плата будет притянута к днищу корпуса четырьмя винтами, входящими в отверстия по углам платы и ввинчивающимися в четыре бобышки, составляющими единое целое с днищем корпуса. Помимо этого, для удобства размещения и закрепления модуля АФАР на борту ЛА, необходимо предусмотреть нечто вроде салазок, проходящих вдоль днища корпуса.
Для обеспечения ремонтопригодности корпус изделия надлежит сделать ограниченно разборным: щель между крышкой и основанием корпуса будет запаяна, а в шов будет проложена проволока, оканчивающаяся петлей. В случае необходимости проволоку можно будет вытянуть, разрушив пайку, и снять крышку корпуса.