1. Фазовий кутовий пеленгатор

У оглядових моноімпульсних системах із фазовою пеленгацiєю напрямок на ціль визначається порівнянням фаз сигналів, прийнятих двома рознесеними на відстань l антенами А1 і А2 (рис. 1). Оскільки відстань від цілі до антен значно більше базової відстані l між антенами, то прийняті від відповідача сигнали практично однакові за амплітудою, але різняться за фазою на Дш. Різниця фаз Дш визначається різницею відстаней DS від цілі до антен А1 і А2, де розмір DS є, у свою чергу, функцією кутового відхилення цілі DjЦ від РСН

.

Отже

, (1)

де l – довжина хвилі сигналу відповіді.

Оскільки кути DjЦ зазвичай не перевищують двох-трьох градусів, то .

Звідси

або в градусах

.

На рис. 2 показані графіки цієї залежності для чотирьох випадків, коли відносні значення антенної бази l/l дорівнюють 5, 10, 20 і 40. Крутизна відповідних характеристик, тобто

дорівнює, відповідно, 31, 62, 124 і 248.

Таким чином, чим більше відносне рознесення антен А1 і А2, тим із більшою точністю можна визначати кутове положення цілі відносно РСН антени.

Здобуття інформації, яка міститься у різниці фаз прийнятих сигналів, провадиться за допомогою найпростішого кутового дискримінатора – фазового детектора (ФД). Якщо характеристика ФД описується виразом

,

де U – відносне значення амплітуди сигналу на його виході, а Dy – різниця фаз сигналів, що надходять до ФД, то вираз (1) прийме вигляд

. (2)

Звідси

. (3)

Відповідні графіки для чотирьох співвідношень l/l наведені на рис. 3.

Однозначне визначення DjЦ у функції амплітуди сигналу U на виході ФД можливе лише в тому випадку, коли різниця фаз сигналів Dy лежить у межах ±90°. Таким чином граничні однозначні значення кутів Dj°Ц ГРАН будуть згідно з рівнянням (1) визначатися виразом

.

Для зазначених вище співвідношень l/l (5, 10, 20 і 40) граничні значення кутових відхилень Dj°Ц ГРАН, що можуть бути визначені за допомогою фазового пеленгатора і ФД, складуть, відповідно, ±2,68°, ±1,48°, ±0,72° і ±0,36°, але з огляду на значне падіння на ділянках 0,8 < UВІДН < 0,9 і – 0,9 < UВІДН < – 0,8 (рис. 3) крутизни характеристик UВІДН = f(DjЦ) реальні граничні значення DjЦ орієнтовно дорівнюватимуть ±1,64°; ±0,41° і ±0,21°.

Розглянемо деякі питання практичної реалізації фазових пеленгаторів.

У фазовому пеленгаторі антенна система має сформувати дві ідентичні ДН, рівносигнальні напрямки яких строго паралельні, а фазові центри рознесені на відстань l відносно один одного. Ширина ДН кожної з антен A1 і A2 згідно з рекомендаціями ICAO не повинна перевищувати 3°. Ця вимога обумовлена необхідністю зменшення кількості ПС, що одночасно потрапляють у промінь антени, тобто відповідають одночасно на запити, передані ВРЛ. Крім того, з вузькими ДН антен радіолокаторів поліпшуються енергетичні показники їхніх передавачів.

У фазових пеленгаторах ДН можуть формуватися дзеркальними антенами або антенними ґратками. У випадку застосування дзеркальних антен виконати таку антену з одним відбивачем і двома рознесеними на достатньо велику відстань опромінювачами неможливо. Сформовані такою антеною ДН виявляються неідентичними, а РСН – непаралельними. Отже, антенна система такого пеленгатора повинна складатися з двох самостійних дзеркальних антен, розміщених на обертовій балці і рознесених, як мінімум, на відстань поземного розкриву (діаметра) їхніх дзеркал.

Поземний розкрив дзеркала кожної з антен може бути визначений із таких міркувань.

Ширина ДН параболічних антен на рівні половинної потужності (Dj°А) в градусах визначається за формулою

,

де R – радіус розкриву антени; l – довжина хвилі; f – фокусна відстань параболічного дзеркала; a=0,5 для площини Е, яка збігається з площиною поляризації випромінюваної або прийнятої хвилі, і а=0,2 для площини Н, перпендикулярної до площини Е.

Для ВРЛ, які задовольняють вимоги ICAO, сигнали відповіді передаються на частоті 1090 МГц із прямовисною поляризацією. Отже, обраний коефіцієнт а дорівнює 0,2, а l=27,5 см. З практичних міркувань для отримання задовільної форми ДН краще використовувати довгофокусні антени. Тому обираємо f = 3 м. Тоді для DjА°=2,5° отримуємо радіус R = 3,7 м, тобто відстань l між антенами А1 і А2 буде не меншою 7,4 м. За графіками на рис. 10 і за формулою (3), у якій значення U обирається 0,9, визначаємо граничне значення кутової поправки Dj°ц ГРАН однозначного визначення азимутального положення цілі. Отримуємо

Якщо ширина ДН °, сигнал відповіді може прийти під будь-яким кутом у межах цієї діаграми, але такий обмежений діапазон визначення азимута цілі є неприпустимим.

У тих випадках, коли як фазовий кутовий пеленгатор використовуються антенні ґратки, поземний розмір однієї антени за тих самих вихідних вимог до ДН і рівня бокових пелюсток може становити 5…8,5 м. Для граничного випадку, коли поземний розмір антенних ґраток дорівнює 5 м, діапазон однозначного визначення азимута цілі буде дещо більшим , але і він є неприпустимим.

Зазначений вище головний недолік фазового пеленгатора, а також деякі інші недоліки, як наприклад, конструкційні труднощі реалізації двоантенної системи, вимоги високої фазової стабільності каналів, відсутність єдиного каналу відповідей, за яким приймається додаткова інформація, труднощі в реалізації систем придушення сигналів бокових пелюсток ДН антен за запитом і відповіддю та ін. призвели до того, що на цей час у вторинних оглядових радіолокаторах фазовий принцип побудови пеленгаторів не використовується. Це саме зауваження стосується і комбінованих кутових пеленгаторів.

2. Фазовий кутовий дискримінатор

Головним недоліком амплітудних кутових дискримінаторів є необхідність точного узгодження амплітудних характеристик сумарного і різницевого каналів. Для такого узгодження необхідне застосування ряду додаткових заходів, що ускладнюють просту, на перший погляд, структуру дискримінатора. Для радикального зменшення впливу неузгодженості амплітудних характеристик і коефіцієнтів передачі каналів приймачів використовують метод, заснований на застосуванні сумарно-різницевих фазових кутових дискримінантів, або, як їх іноді називають, фазових дискримінаторів. Суть цього методу полягає в тому, що амплітудні співвідношення вхідних сигналів US і UD перетворюються у фазові співвідношення сигналів r+ і r-, отриманих векторними додаванням і відніманням вхідних сигналів. Отримані у такий спосіб сумарні і різницеві сигнали перетворюються в сигнали проміжної частоти, підсилюються й обмежуються за амплітудою. Остання операція провадиться для того, щоб надалі за оберненого перетворення фазових співвідношень сигналів в амплітудні, що провадиться ФД, результат перетворення залежав би тільки від співвідношення фаз сигналів, які надходять на ФД, і не залежав від коефіцієнтів передачі сумарного і різницевого каналів приймачів. Отримана у такий спосіб пеленгаційна характеристика в результаті буде функцією співвідношення амплітуд сигналів US і UD, прийнятих сумарною і різницевою ДН антени, а проміжне перетворення амплітудних співвідношень сигналів у фазові необхідно лише для зменшення впливу амплітудних характеристик каналів приймача на результат зміни напрямку на ціль Djц° щодо миттєвого азимутального положення осі антени цА. Це ілюструється рис. 4 і рис. 5, на яких зображена спрощена функціональна схема фазового кутового дискримінатора і векторні діаграми сигналів у різних точках цієї функціональної схеми.

Наведемо опис роботи фазового дискримінатора.

На вхід дискримінатора надходять сигнали, прийняті сумарною і різницевою ДН пеленгатора і позначені на функціональній схемі і векторних діаграмах як е і ∆ (точки 1 і 2 на функціональній схемі). На векторних діаграмах показаний випадок, коли обидва сигнали попередньо фазовані і сумарний сигнал е більше різницевого ∆. Ці сигнали перетворяться у векторну суму е + i∆ і векторну різницю е − i∆ цих сигналів. Перетворення здійснюється сумарно-різницевим перетворювачем П i фазообертачем , що виконує операцію множення на – i. Множення на i відповідає повороту фази вектора на +90˚, множення на – i – повороту фази вектора на -90˚. Перетворення провадиться на високій частоті за допомогою пасивних елементів. За такі елементи можуть бути використані кільцеві хвилеводні або смужкові мости, подвійні хвилеводні трійники і хвилеводні або смужкові фазообертачі.

Після перетворювачів високочастотні сигнали е+i∆ і е-i∆ надходять на змішувачі і далі у вигляді сигналів проміжної частоти, що зберігають усі фазові співвідношення високочастотних сигналів, підсилюються й обмежуються за амплітудою. Після обмеження всі сигнали, незалежно від того, на якій відстані від радіолокаційної позиції знаходиться ПС, матимуть однакову амплітуду, а інформація про те, наскільки напрямок на ПС відрізняється від напрямку осі ДН, утримуватиметься в межах кута б, оскільки згідно з векторними діаграмами, наведеними на рис. 5, .

Сигнали е+i∆ і е− i∆, позначені після обмеження як r+ і r-, подаються на ФД, нормована характеристика якого описана функцією синуса різниці фаз сигналів, що надходять на його входи, тобто для аналізованого випадку

. (4)

Напруга на виході ФД несе інформацію не тільки про кутове відношення цілі від напрямку осі антени jа, але і про знак цього відхилення. Дійсно, з векторних діаграм, поданих на рис. 6, при зміні фази різницевого сигналу D відносно сумарного сигналу S на 180°, вектори r+ і r – міняються місцями, кут між ними дорівнює -2a і напруга на виході ФД

Якщо припустити, що сумарна і різницева ДН кутового пелeнгатора описуються, як і для випадку амплітудного дискримінатора, виразами (3) і (2), то згідно з виразом (4) пеленгаційна характеристика вторинного моноімпульсного радіолокатора, що використовує сумарно-різницевий амплітудний пеленгатор і фазовий кутовий дискримінатор, описуватиметься виразом .

Відповідні характеристики наведені на рис. 7. Вони подані для випадку, коли довжина хвилі l = 27,5 см, розкриви антенних ґраток пеленгатора дорівнюють 10; 8 або 5 м, а ДН антени відповідають виразам (4) і (3).

Графіки, наведені на рис. 7, і вираз (3) підтверджують основний недолік фазового кутового дискримінатора – малі межі робочого сектора пеленгаційної характеристики.

Дійсно, згідно з виразом (3) межі однозначного визначення UВИХ обмежуються значеннями аргументу синусу ±90°, тобто . Звідси .

фазовий пеленгація кутовий дискримінатор

Цю умову задовольняє граничний випадок, коли D/S=1, тобто робочий сектор пеленгаційної характеристики принципово не може виходити за межі кутів Dj°Ц, які відповідають точкам перетинання сумарної і різницевої ДН антени (рис. 5, точки а і б). Оскільки крутизна пеленгаційної характеристики поблизу цих точок низька, то реальний робочий сектор характеристики буде ще меншим. Згідно з виразом (3) межа робочого сектора визначатиметься наближеним виразом

,

де розкрив антени l вимірюється у метрах, а Dj°гран – у градусах.

3. Фазовий напівкутовий дискримінатор

Як уже наводилося вище, основним недоліком фазового кутового дискримінатора, функціональна схема якого наведена на рис. 4, є мала межа однозначного визначення кутового положення цілі. Однозначність зберігається в межах, коли кут 2a між векторами r+ і r – лежить у діапазоні ±90°, тобто коли кут a лежить у межах ±45°.

Робочий сектор, однозначно визначений коригувальною поправкою Djц, в цьому випадку визначатиметься областю, де співвідношення прийнятих сигналів D/У лежить у межах від нуля до одиниці, тобто до точок перетинання сумарної і різницевої ДН антени.

Для усунення цього недоліку використовують метод, суть якого полягає в тому, що сигнали r+ і r – порівнюються за фазою не між собою, а із сигналом сумарної ДН е у двох окремих ФД. Пелeнгаційна характеристика в цьому випадку утвориться додаванням результатів окремого порівняння сигналів, фазовий кут між якими дорівнює не 2a, а a. Для кожного з ФД рівняння (3) прийме вигляд

,

із чого витікає, що відношення сигналів D і е для однозначного визначення значення U лежатиме в межах від нуля до нескінченості. Робочий сектор пеленгаційної характеристики значно збільшується, а його межі фактично визначатимуться шириною ДН сумарного променя антени.

Кутовий дискримінатор, в основу роботи якого покладений цей принцип, одержав назву сумарно-різницевого напівкутового фазового дискримінатора або, просто, напівкутового фазового дискримінатора. На рис. 8 показана спрощена функціональна схема такого дискримінатора, а на рис. 9 і 10 наведені векторні діаграми сигналів, що ілюструють принцип роботи цієї схеми.

На вхід схеми надходять сигнали сумарного і різницевого каналів амплітудного пеленгатора (точки 1 і 2 на функціональній схемі) і відповідні сигнали на векторних діаграмах. Перетворювач П, виконаний на пасивному елементі у вигляді кільцевого моста або хвилеводного трійника, утворює на своїх двох виходах сумарні сигнали +iД і Д+iУ із поворотом фази одного з вхідних сигналів У або Д на +90° (точки 3 і 4 на функціональній схемі). Сигнали У і Д попередньо фазовані для одного з напрямків відхилення цілі від положення осі антени (рис. 10).

Для випадку відхилення цілі від напрямку осі антени в протилежну сторону, різниця фаз цих сигналів, як очевидно з рис. 9, змінюється на 180˚ (рис. 9, вектори 1 і 2). Після перетворення високочастотних сигналів у проміжну частоту, їхнього підсилення і «м’якого» обмеження в логарифмічних підсилювачах проміжної частоти (ППЧ-ЛОГ) сигнали надходять до фазових детекторів ФД-1 і ФД – Опорною напругою для цих ФД служить сумарний сигнал У, який отримав перед тим такі самі перетворення, що і сигнали У+iД і Д+iУ, і сумарний сигнал iУ, зсунутий попередньо за фазою на +90°.

В схемі використані так називані «косинусні» ФД, у яких вихідна напруга визначається не синусною, а косинусною залежністю від фазового кута між векторами сигналів вхідної й опорної напруг. Ці детектори схемно відрізняються від «синусних» ФД тільки тим, що один із вхідних сигналів попередньо повернений за фазою на 90°.

Згідно з векторними діаграмами, наведеними на рис. 10,

;

;

;

. (4)

Для векторних діаграм, наведених на рис. 10, b=90°+a.

Отже, .

Тоді

;

.

З цих виразів витікає, що знак пеленгаційної функції міститься у самій функції і вживати спеціальні заходи для визначення сторони відхилення цілі від напрямку осі антени, як це робилося в амплітудних ФД, немає потреби.

Якщо припустити, що сумарна і різницева ДН амплітудного пеленгатора визначаються виразами (4) і (5), то вираз пеленгаційної характеристики напівкутового фазового дискримінатора, що працює разом із сумарно-різницевим амплітудним пеленгатором, матиме вигляд

.

Графіки цієї функції наведені на рис. 10.

Графіки обраховані за умови, що довжина робочої хвилі бортових відповідачів дорівнює 27,5 см, а розкриви антенних ґраток у поземному напрямку дорівнюють відповідно 10; 8 і 5 м. Як очевидно з рисунку, на відміну від пеленгаційних характеристик кутового фазового дискримінатора (див. рис. 8) робочий сектор однозначного визначення відхилення цілі від напрямку осі антени в цьому випадку практично обмежується лише шириною ДН сумарного променя антени і припустимої зміни крутизни пеленгаційної характеристики.

Деяке ускладнення схеми напівкутового дискримінатора, пов’язане з необхідністю введення третього каналу для сумарного сигналу, двох ФД і додаткових перетворювачів фаз, не принципове. Основним недоліком аналізованої схеми, як і для кутового фазового дискримінатора, є необхідність стабілізації фазових співвідношень сигналів у всіх трьох каналах. Нестабільність фази може призвести до прямих помилок визначення азимутального положення цілі. Усувається цей недолік в сучасних моноімпульсних ВРЛ раціональністю рішень під час розробки і виготовлення апаратури приймачів, а також застосуванням контрольних відповідачів і спеціальних каліброваних пілот-сигналів, за якими провадиться постійна корекція фазових характеристик дискримінаторів.

На разі принцип напівкутового фазового визначення азимутального положення цілей використовується в радіолокаторах RSM 970 (Thomson-CSF, Thales, Франція), RSM 970S (Airsys ATM, Франція), IRS-20 MP/L (Indra-Іспанія), MSSR/Mode S (Northrop Grumman, США), S-470 Messenger (Marconi Radar Systems, Англія), CM SSR-401 (Cardion Electronics, США) і в деяких інших радіолокаторах.