1. Фазовий кутовий пеленгатор
У оглядових моноімпульсних системах із фазовою пеленгацiєю напрямок на ціль визначається порівнянням фаз сигналів, прийнятих двома рознесеними на відстань l антенами А1 і А2 (рис. 1). Оскільки відстань від цілі до антен значно більше базової відстані l між антенами, то прийняті від відповідача сигнали практично однакові за амплітудою, але різняться за фазою на Дш. Різниця фаз Дш визначається різницею відстаней DS від цілі до антен А1 і А2, де розмір DS є, у свою чергу, функцією кутового відхилення цілі DjЦ від РСН
.
Отже
, (1)
де l – довжина хвилі сигналу відповіді.
Оскільки
кути DjЦ
зазвичай не
перевищують
двох-трьох
градусів, то
.
Звідси
або в градусах
.
На рис. 2 показані графіки цієї залежності для чотирьох випадків, коли відносні значення антенної бази l/l дорівнюють 5, 10, 20 і 40. Крутизна відповідних характеристик, тобто
дорівнює, відповідно, 31, 62, 124 і 248.
Таким чином, чим більше відносне рознесення антен А1 і А2, тим із більшою точністю можна визначати кутове положення цілі відносно РСН антени.
Здобуття інформації, яка міститься у різниці фаз прийнятих сигналів, провадиться за допомогою найпростішого кутового дискримінатора – фазового детектора (ФД). Якщо характеристика ФД описується виразом
,
де U – відносне значення амплітуди сигналу на його виході, а Dy – різниця фаз сигналів, що надходять до ФД, то вираз (1) прийме вигляд
.
(2)
Звідси
. (3)
Відповідні графіки для чотирьох співвідношень l/l наведені на рис. 3.
Однозначне визначення DjЦ у функції амплітуди сигналу U на виході ФД можливе лише в тому випадку, коли різниця фаз сигналів Dy лежить у межах ±90°. Таким чином граничні однозначні значення кутів Dj°Ц ГРАН будуть згідно з рівнянням (1) визначатися виразом
.
Для зазначених вище співвідношень l/l (5, 10, 20 і 40) граничні значення кутових відхилень Dj°Ц ГРАН, що можуть бути визначені за допомогою фазового пеленгатора і ФД, складуть, відповідно, ±2,68°, ±1,48°, ±0,72° і ±0,36°, але з огляду на значне падіння на ділянках 0,8 < UВІДН < 0,9 і – 0,9 < UВІДН < – 0,8 (рис. 3) крутизни характеристик UВІДН = f(DjЦ) реальні граничні значення DjЦ орієнтовно дорівнюватимуть ±1,64°; ±0,41° і ±0,21°.
Розглянемо деякі питання практичної реалізації фазових пеленгаторів.
У фазовому пеленгаторі антенна система має сформувати дві ідентичні ДН, рівносигнальні напрямки яких строго паралельні, а фазові центри рознесені на відстань l відносно один одного. Ширина ДН кожної з антен A1 і A2 згідно з рекомендаціями ICAO не повинна перевищувати 3°. Ця вимога обумовлена необхідністю зменшення кількості ПС, що одночасно потрапляють у промінь антени, тобто відповідають одночасно на запити, передані ВРЛ. Крім того, з вузькими ДН антен радіолокаторів поліпшуються енергетичні показники їхніх передавачів.
У фазових пеленгаторах ДН можуть формуватися дзеркальними антенами або антенними ґратками. У випадку застосування дзеркальних антен виконати таку антену з одним відбивачем і двома рознесеними на достатньо велику відстань опромінювачами неможливо. Сформовані такою антеною ДН виявляються неідентичними, а РСН – непаралельними. Отже, антенна система такого пеленгатора повинна складатися з двох самостійних дзеркальних антен, розміщених на обертовій балці і рознесених, як мінімум, на відстань поземного розкриву (діаметра) їхніх дзеркал.
Поземний розкрив дзеркала кожної з антен може бути визначений із таких міркувань.
Ширина ДН параболічних антен на рівні половинної потужності (Dj°А) в градусах визначається за формулою
,
де R – радіус розкриву антени; l – довжина хвилі; f – фокусна відстань параболічного дзеркала; a=0,5 для площини Е, яка збігається з площиною поляризації випромінюваної або прийнятої хвилі, і а=0,2 для площини Н, перпендикулярної до площини Е.
Для
ВРЛ, які задовольняють
вимоги ICAO, сигнали
відповіді
передаються
на частоті
1090 МГц із прямовисною
поляризацією.
Отже, обраний
коефіцієнт
а
дорівнює 0,2, а
l=27,5 см.
З практичних
міркувань для
отримання
задовільної
форми ДН краще
використовувати
довгофокусні
антени. Тому
обираємо f = 3 м.
Тоді для DjА°=2,5°
отримуємо
радіус R = 3,7 м,
тобто відстань
l між
антенами А1
і А2
буде не меншою
7,4 м. За графіками
на рис. 10 і за
формулою (3), у
якій значення
U
обирається
0,9, визначаємо
граничне значення
кутової поправки
Dj°ц
ГРАН
однозначного
визначення
азимутального
положення цілі.
Отримуємо
Якщо
ширина ДН
°,
сигнал відповіді
може прийти
під будь-яким
кутом у межах
цієї діаграми,
але такий обмежений
діапазон визначення
азимута цілі
є неприпустимим.
У тих
випадках, коли
як фазовий
кутовий пеленгатор
використовуються
антенні ґратки,
поземний розмір
однієї антени
за тих самих
вихідних вимог
до ДН і рівня
бокових пелюсток
може становити
5…8,5 м. Для граничного
випадку, коли
поземний розмір
антенних ґраток
дорівнює 5 м,
діапазон однозначного
визначення
азимута цілі
буде дещо більшим
,
але і він є
неприпустимим.
Зазначений вище головний недолік фазового пеленгатора, а також деякі інші недоліки, як наприклад, конструкційні труднощі реалізації двоантенної системи, вимоги високої фазової стабільності каналів, відсутність єдиного каналу відповідей, за яким приймається додаткова інформація, труднощі в реалізації систем придушення сигналів бокових пелюсток ДН антен за запитом і відповіддю та ін. призвели до того, що на цей час у вторинних оглядових радіолокаторах фазовий принцип побудови пеленгаторів не використовується. Це саме зауваження стосується і комбінованих кутових пеленгаторів.
2. Фазовий кутовий дискримінатор
Головним недоліком амплітудних кутових дискримінаторів є необхідність точного узгодження амплітудних характеристик сумарного і різницевого каналів. Для такого узгодження необхідне застосування ряду додаткових заходів, що ускладнюють просту, на перший погляд, структуру дискримінатора. Для радикального зменшення впливу неузгодженості амплітудних характеристик і коефіцієнтів передачі каналів приймачів використовують метод, заснований на застосуванні сумарно-різницевих фазових кутових дискримінантів, або, як їх іноді називають, фазових дискримінаторів. Суть цього методу полягає в тому, що амплітудні співвідношення вхідних сигналів US і UD перетворюються у фазові співвідношення сигналів r+ і r-, отриманих векторними додаванням і відніманням вхідних сигналів. Отримані у такий спосіб сумарні і різницеві сигнали перетворюються в сигнали проміжної частоти, підсилюються й обмежуються за амплітудою. Остання операція провадиться для того, щоб надалі за оберненого перетворення фазових співвідношень сигналів в амплітудні, що провадиться ФД, результат перетворення залежав би тільки від співвідношення фаз сигналів, які надходять на ФД, і не залежав від коефіцієнтів передачі сумарного і різницевого каналів приймачів. Отримана у такий спосіб пеленгаційна характеристика в результаті буде функцією співвідношення амплітуд сигналів US і UD, прийнятих сумарною і різницевою ДН антени, а проміжне перетворення амплітудних співвідношень сигналів у фазові необхідно лише для зменшення впливу амплітудних характеристик каналів приймача на результат зміни напрямку на ціль Djц° щодо миттєвого азимутального положення осі антени цА. Це ілюструється рис. 4 і рис. 5, на яких зображена спрощена функціональна схема фазового кутового дискримінатора і векторні діаграми сигналів у різних точках цієї функціональної схеми.
Наведемо опис роботи фазового дискримінатора.
На вхід
дискримінатора
надходять
сигнали, прийняті
сумарною і
різницевою
ДН пеленгатора
і позначені
на функціональній
схемі і векторних
діаграмах як
е і
∆ (точки 1 і 2
на функціональній
схемі). На векторних
діаграмах
показаний
випадок, коли
обидва сигнали
попередньо
фазовані і
сумарний сигнал
е більше
різницевого
∆. Ці сигнали
перетворяться
у векторну суму
е + i∆
і векторну
різницю е
− i∆ цих сигналів.
Перетворення
здійснюється
сумарно-різницевим
перетворювачем
П i фазообертачем
,
що виконує
операцію множення
на – i. Множення
на i відповідає
повороту фази
вектора на
+90˚, множення
на – i – повороту
фази вектора
на -90˚. Перетворення
провадиться
на високій
частоті за
допомогою
пасивних елементів.
За такі елементи
можуть бути
використані
кільцеві хвилеводні
або смужкові
мости, подвійні
хвилеводні
трійники і
хвилеводні
або смужкові
фазообертачі.
Після
перетворювачів
високочастотні
сигнали е+i∆
і е-i∆
надходять на
змішувачі і
далі у вигляді
сигналів проміжної
частоти, що
зберігають
усі фазові
співвідношення
високочастотних
сигналів,
підсилюються
й обмежуються
за амплітудою.
Після обмеження
всі сигнали,
незалежно від
того, на якій
відстані від
радіолокаційної
позиції знаходиться
ПС, матимуть
однакову амплітуду,
а інформація
про те, наскільки
напрямок на
ПС відрізняється
від напрямку
осі ДН, утримуватиметься
в межах кута
б, оскільки
згідно з векторними
діаграмами,
наведеними
на рис. 5,
.
Сигнали е+i∆ і е− i∆, позначені після обмеження як r+ і r-, подаються на ФД, нормована характеристика якого описана функцією синуса різниці фаз сигналів, що надходять на його входи, тобто для аналізованого випадку
. (4)
Напруга
на виході ФД
несе інформацію
не тільки про
кутове відношення
цілі від напрямку
осі антени jа,
але і про знак
цього відхилення.
Дійсно, з векторних
діаграм, поданих
на рис. 6, при
зміні фази
різницевого
сигналу D
відносно сумарного
сигналу S
на 180°,
вектори r+
і r – міняються
місцями, кут
між ними дорівнює
-2a і
напруга на
виході ФД
Якщо
припустити,
що сумарна і
різницева ДН
кутового пелeнгатора
описуються,
як і для випадку
амплітудного
дискримінатора,
виразами (3) і
(2), то згідно з
виразом (4)
пеленгаційна
характеристика
вторинного
моноімпульсного
радіолокатора,
що використовує
сумарно-різницевий
амплітудний
пеленгатор
і фазовий кутовий
дискримінатор,
описуватиметься
виразом
.
Відповідні характеристики наведені на рис. 7. Вони подані для випадку, коли довжина хвилі l = 27,5 см, розкриви антенних ґраток пеленгатора дорівнюють 10; 8 або 5 м, а ДН антени відповідають виразам (4) і (3).
Графіки, наведені на рис. 7, і вираз (3) підтверджують основний недолік фазового кутового дискримінатора – малі межі робочого сектора пеленгаційної характеристики.
Дійсно,
згідно з виразом
(3) межі однозначного
визначення
UВИХ
обмежуються
значеннями
аргументу
синусу ±90°,
тобто
.
Звідси
.
фазовий пеленгація кутовий дискримінатор
Цю умову задовольняє граничний випадок, коли D/S=1, тобто робочий сектор пеленгаційної характеристики принципово не може виходити за межі кутів Dj°Ц, які відповідають точкам перетинання сумарної і різницевої ДН антени (рис. 5, точки а і б). Оскільки крутизна пеленгаційної характеристики поблизу цих точок низька, то реальний робочий сектор характеристики буде ще меншим. Згідно з виразом (3) межа робочого сектора визначатиметься наближеним виразом
,
де розкрив антени l вимірюється у метрах, а Dj°гран – у градусах.
3. Фазовий напівкутовий дискримінатор
Як уже наводилося вище, основним недоліком фазового кутового дискримінатора, функціональна схема якого наведена на рис. 4, є мала межа однозначного визначення кутового положення цілі. Однозначність зберігається в межах, коли кут 2a між векторами r+ і r – лежить у діапазоні ±90°, тобто коли кут a лежить у межах ±45°.
Робочий сектор, однозначно визначений коригувальною поправкою Djц, в цьому випадку визначатиметься областю, де співвідношення прийнятих сигналів D/У лежить у межах від нуля до одиниці, тобто до точок перетинання сумарної і різницевої ДН антени.
Для усунення цього недоліку використовують метод, суть якого полягає в тому, що сигнали r+ і r – порівнюються за фазою не між собою, а із сигналом сумарної ДН е у двох окремих ФД. Пелeнгаційна характеристика в цьому випадку утвориться додаванням результатів окремого порівняння сигналів, фазовий кут між якими дорівнює не 2a, а a. Для кожного з ФД рівняння (3) прийме вигляд
,
із чого витікає, що відношення сигналів D і е для однозначного визначення значення U лежатиме в межах від нуля до нескінченості. Робочий сектор пеленгаційної характеристики значно збільшується, а його межі фактично визначатимуться шириною ДН сумарного променя антени.
Кутовий дискримінатор, в основу роботи якого покладений цей принцип, одержав назву сумарно-різницевого напівкутового фазового дискримінатора або, просто, напівкутового фазового дискримінатора. На рис. 8 показана спрощена функціональна схема такого дискримінатора, а на рис. 9 і 10 наведені векторні діаграми сигналів, що ілюструють принцип роботи цієї схеми.
На вхід схеми надходять сигнали сумарного і різницевого каналів амплітудного пеленгатора (точки 1 і 2 на функціональній схемі) і відповідні сигнали на векторних діаграмах. Перетворювач П, виконаний на пасивному елементі у вигляді кільцевого моста або хвилеводного трійника, утворює на своїх двох виходах сумарні сигнали +iД і Д+iУ із поворотом фази одного з вхідних сигналів У або Д на +90° (точки 3 і 4 на функціональній схемі). Сигнали У і Д попередньо фазовані для одного з напрямків відхилення цілі від положення осі антени (рис. 10).
Для випадку відхилення цілі від напрямку осі антени в протилежну сторону, різниця фаз цих сигналів, як очевидно з рис. 9, змінюється на 180˚ (рис. 9, вектори 1 і 2). Після перетворення високочастотних сигналів у проміжну частоту, їхнього підсилення і «м’якого» обмеження в логарифмічних підсилювачах проміжної частоти (ППЧ-ЛОГ) сигнали надходять до фазових детекторів ФД-1 і ФД – Опорною напругою для цих ФД служить сумарний сигнал У, який отримав перед тим такі самі перетворення, що і сигнали У+iД і Д+iУ, і сумарний сигнал iУ, зсунутий попередньо за фазою на +90°.
В схемі використані так називані «косинусні» ФД, у яких вихідна напруга визначається не синусною, а косинусною залежністю від фазового кута між векторами сигналів вхідної й опорної напруг. Ці детектори схемно відрізняються від «синусних» ФД тільки тим, що один із вхідних сигналів попередньо повернений за фазою на 90°.
Згідно з векторними діаграмами, наведеними на рис. 10,
;
;
;
.
(4)
Для векторних діаграм, наведених на рис. 10, b=90°+a.
Отже,
.
Тоді
;
.
З цих виразів витікає, що знак пеленгаційної функції міститься у самій функції і вживати спеціальні заходи для визначення сторони відхилення цілі від напрямку осі антени, як це робилося в амплітудних ФД, немає потреби.
Якщо припустити, що сумарна і різницева ДН амплітудного пеленгатора визначаються виразами (4) і (5), то вираз пеленгаційної характеристики напівкутового фазового дискримінатора, що працює разом із сумарно-різницевим амплітудним пеленгатором, матиме вигляд
.
Графіки цієї функції наведені на рис. 10.
Графіки обраховані за умови, що довжина робочої хвилі бортових відповідачів дорівнює 27,5 см, а розкриви антенних ґраток у поземному напрямку дорівнюють відповідно 10; 8 і 5 м. Як очевидно з рисунку, на відміну від пеленгаційних характеристик кутового фазового дискримінатора (див. рис. 8) робочий сектор однозначного визначення відхилення цілі від напрямку осі антени в цьому випадку практично обмежується лише шириною ДН сумарного променя антени і припустимої зміни крутизни пеленгаційної характеристики.
Деяке ускладнення схеми напівкутового дискримінатора, пов’язане з необхідністю введення третього каналу для сумарного сигналу, двох ФД і додаткових перетворювачів фаз, не принципове. Основним недоліком аналізованої схеми, як і для кутового фазового дискримінатора, є необхідність стабілізації фазових співвідношень сигналів у всіх трьох каналах. Нестабільність фази може призвести до прямих помилок визначення азимутального положення цілі. Усувається цей недолік в сучасних моноімпульсних ВРЛ раціональністю рішень під час розробки і виготовлення апаратури приймачів, а також застосуванням контрольних відповідачів і спеціальних каліброваних пілот-сигналів, за якими провадиться постійна корекція фазових характеристик дискримінаторів.
На разі принцип напівкутового фазового визначення азимутального положення цілей використовується в радіолокаторах RSM 970 (Thomson-CSF, Thales, Франція), RSM 970S (Airsys ATM, Франція), IRS-20 MP/L (Indra-Іспанія), MSSR/Mode S (Northrop Grumman, США), S-470 Messenger (Marconi Radar Systems, Англія), CM SSR-401 (Cardion Electronics, США) і в деяких інших радіолокаторах.